新半导体技术将提升功率转换效率

本文转载自：UnitedSiC微信公众号

摘要

功率转换是几乎所有电子器件中的常见元素，有多种拓扑结构。新兴的应用有其独特的要求，这就促使工程师们开发能提供具有最佳性能和效率平衡的交流转直流和直流转直流转换器。然而，这并非总是一个简单任务。

选择正确的拓扑结构仅仅是挑战的开始，还必须仔细选择功率组件，而随着新半导体技术进入市场，工程师们有机会发现和评估新解决方案能否解决旧问题。

白皮书

本白皮书介绍了新半导体技术的开发背景，并提供了几个创新部件的示例，这些部件可以为当前和新兴功率转换应用提供适当的功能组合。

电子器件和电机是现代社会的支柱，很难想象失去让我们高效、舒适、信息丰富、娱乐的众多电子器件后的工作和生活。可以非常概括地说，这些设备都需要电力才能运行，包括用于500kW工业电机的可变频率和振幅的三相交流电以及用于数字处理器的0.6V直流电。从化石燃料或可再生能源中的潜能一直到CPU内核电压，都需要功率转换级以及尽可能降低散逸到环境中的损耗。然而，随着全球能耗不断增加（2019年约为180,000 TWh），不完美的转换效率会导致产生的热量增加，加剧全球变暖，提高电力供应商和消费者等各方的成本。

世界各地的人们纷纷努力尽可能降低能耗，但是随着全世界的经济体迈向现代化，能耗量在不可逆转地增加。同时，各国/地区政府也在设立节能目标。例如，在欧盟，到2030年，各成员国需要通过提升能效使得从主要来源中获取的能量比2007年的预测合计降低32.5%。在物联网、电动车、5G普及和数据中心等市场的推动下，全球电子设备需求呈爆炸性增长，这一背景与节能要求背道而驰。当然，这些应用中的功率转换最终级数量众多，且市场价值庞大。例如，2019年的直流转换器市场价值为85亿美元，预计到2025年将增长到224亿美元，年复合增长率为17.5%，其中，电信应用是增长龙头。很明显，在市场不断扩大的情况下实现节能目标的唯一办法是让功率转换过程变得前所未有地高效。

与效率问题最相关的是终端负载，随后是局部温度上升以及浪费的电力造成的财务和环境成本。当升温时，设备可靠性和使用寿命会降低，用户常常被迫提供主动冷却。然而，这本身就会消耗更多电力，而且只是简单地将过多的热量转移到别处。因此，降低损耗是所有功率转换设计的当务之急。

新兴应用

直流转换始终是开关模式电源的一个不可分割的元素，包括直接转换或作为中间级，但是这些年来，功率电平和电压电平发生了显著变化。早期的设备电源会将经过整流的主电源交流电转换成12V直流电等，以便用于模拟和一般用途，还可以相对宽松地转换成5V稳压电，用于TTL逻辑电路。现在，大部分功率都是数字电路电源轨消耗的，这些电源轨需要更准确，而且通常不到1V。对于同样的功率，当使用低压时，电流电平会增加，造成更高的互联损耗。此外，传统整流器二极管等固定压降更大程度上变成了终端电压的一部分，造成了更多的损耗。

鉴于数据中心消耗了全球电力需求的1%左右。在此应用中，从主要能源来源到最终负载电压的转换效率的重要性毋庸置疑。为解决此问题，在较高的直流电电压及其相应的较低电流下，使用有“中间总线”的电路图进行配电，并用“负载点”直流转换器提供最终电压。过去一直使用共源共栅的中间总线来尽量减小整个装置各处的损耗，但是当前趋势是从主交流电源生成48V的电压，在此时搭配备用电池，然后直接在负载处将48V转换成不到1V（见图1）。这可以免除对第二个中间总线的需要，但是最终的大型降压转换率本身就带来了效率问题，需要有高性能的半导体开关。

图1. 典型的现代数据中心功率分布

仅仅几年时间，实用的电动车就已经从科幻小说中走出来，成为主流车辆，并创造了一个新的功率转换应用领域，而这个领域注定具有高额的市场价值（见图2）。一个明显的功能是大功率牵引逆变器，它将高压电池直流电转换成三相电动机用电，不过也有许多其他级：电动车上的传统设备仍使用12V电池，该电池需要在脱离牵引蓄电池的情况下通过直流转换器进行充电。越来越多的转换器采用双向电流设计，以便在紧急情况下可以利用多余的电量进行牵引。还有车载充电器（OBC），这是一个交直流转换器，它也可以是双向的，以便将电返回到电网中，支持公共设施负载调平。自然而然地，车中的大部分控制、安全和娱乐电子器件都是数字器件，还有众多的专用直流转换器来为局部电源轨供电。与此相对的是，快速的路边充电器或家用充电器可以在数百千瓦的功率电平下提供牵引蓄电池电压。在车辆中，功率转换中损耗的每瓦特功率都会缩短单次充电行驶里程，而在充电器中，则会导致更高的运行成本和延长投资回报时间。因此，效率再次成为关键，并突显了对损耗极低的高压半导体开关的需要。

图2. 典型电动车中的功率转换

在更广阔的社会中，出行设备及其充电器的增加会使得对高效功率转换的需求越来越多，而在工业中，工业物联网（IIoT）或“工业4.0”是市场的推动因素，会需要更大量的较低功率传感器和促动器。这些都需要内部直流转换器，因为它们依靠电池、能量收集运行，或依靠以太网供电（PoE）运行，而不依靠使用一个大电源的传统集中式设备布置。

转换的拓扑结构

如果要实施直流转换以产生最终负载电压，则有大量拓扑结构可供使用，具体取决于功率电平以及是否需要为安全性和功能而进行隔离。除了非隔离、低效率的线性调节器，开关模式的调节器也普遍用于提高效率，其拓扑结构衍生自两个基本配置：“降压”或“升压”（见图3）。降压转换器以脉冲形式直接将能量传递到输出，并在主电源关闭期间用能量存储电感器为输出提供持续电流。在主电源打开期间，升压转换器在电感器内存储要求的所有输出能量，然后在关闭期间将能量传递到输出，且在两种情况下均使用电容器稳定到直流电的输出。隔离的转换器中的原理与等效的变压器耦合拓扑结构相同，分别称为“正激”和“反激”转换器。

图3. 降压、升压、正激和反激拓扑结构

到目前为止，降压衍生的转换器在隔离和非隔离应用中都极受欢迎，肯定可以用于超过几十瓦的功率电平中。这是因为升压衍生的转换器中磁性元件的体积趋向于随着功率直接扩展，而在降压转换器中，这种情况较少，且实际的线号和隔离距离与磁性元件整体体积的关系更大。非隔离的降压转换器可扩展至大功率，且损耗低，还有同步整流等其他功能，此时要用MOSFET取代图3中的二极管：多相版本通过让两个或更多功率级有不同相来将应力散布在半导体上，而最新一代宽带隙（WBG）半导体提供低导电损耗和低开关损耗。对于隔离的转换器，有更多降压衍生的拓扑结构可供选择，从单开关类型到半桥和全桥均包含在内，同样需要搭配同步整流，并在更大功率电平下利用多相布置。

在上述所有拓扑结构中，在开关过渡期间都可能会产生功率耗散，且电压和电流同时增大。为了抵消这一变化和提高效率，人们开发了“谐振”或“软开关”设计，在开关打开时，它可延迟电流增大，直至电压降至零（称为零电压开关或ZVS）。类似地，在关闭时可以安排零电流开关（ZCS）。在所有输入、负载、随着时间与温度不断变化的器件特征下，ZVS或ZCS都很难实现正确的定时，因此控制技术可能很复杂，但是现在有专门的控制集成电路来实现此功能。在大功率下，谐振相移全桥（PSFB）十分受欢迎，因为它容易实现50%占空比的开关驱动，并能通过改变桥布置中栅极驱动对的相来实现调节。

对于中间功率，LLC系列谐振转换器（见图4）现在是高效率的标准，而且也有容易实现的50%占空比的栅极驱动，可实现半桥和全桥，还能通过在相对窄的范围内改变开关频率来实现调节。

图4. LLC谐振直流转换器

引入数字控制技术也能促进PSFB和LLC类型等复杂谐振设计的采用，这种技术非常灵活，能调整电路动态，以适应不断变化的条件，从而在运行范围内实现高效率。

LLC转换器

进一步检查LLC转换器可以获得很多信息，了解拓扑结构如何降低半导体开关中的功耗。在图4的电路草图中，两个开关栅极在50%占空比下反相驱动，为L1、C1和变压器T1的一次电感构成的谐振电路或“回路”提供简单的方波。简单地说，通过变压器体现出来的回路和负载构成了一个分压器，以至于在谐振下，回路有电阻并达到最小值，因而没有衰减。在较高或较低的频率下，不采用谐振的情况下，回路的阻抗是电容性的或电感性的，且衰减是多变的，但是会在主谐振频率下达到峰值，频率则取决于负载。这允许通过变化驱动频率来控制输出电压，并有附加效应，即回路会过滤方波驱动，以在变压器一次侧和二次侧产生必要的正弦电流。因此不需要输出滤波电感器。实际上，L1/C1将形成两次谐振，L1处有变压器的磁化电感，再加上C1，通过功率电路的增益变化会很复杂（见图5）。实际电路围绕L1/C1谐振运行，也就是图5中的Fr1。

图5. 在不同负载级别下，LLC转换器中的功率级增益随频率而变化

两个一次开关中都可以实现零电压开关。简单地说，采用电感负载，电流会落后于电压，因此，如果LLC转换器以高于其主谐振的频率运行，此时回路会有电感，则电流只会在电压提供尽可能小的叠加和耗损后上升。磁化电感中存储的能量会导致在Q1关闭后和打开前，开关Q2内在死区时间有反向电流，从而在常见开关连接点释放电容内的电，这是实现零电压开关的必要条件，且在Q1打开和Q2关闭过程中会出现零电压开关的等效机制。输出二极管中会自然而然地出现零电流开关。然而，零电压开关可能无法实现，导致在过载或短路情况下出现高损耗的“硬开关”，此时在电流领先于电压的电容区，电路不得不在低频率下运行。如果电感中存储的能量不足以让开关节点电容放电，在轻负载下也可能无法实现零电压开关。因此，人们更想要输出电容和相应EOSS极小的半导体开关，以便在所有正常条件下实现极低的开关损耗，且如果在非正常情况下无法实现零电压开关，还需要恢复电荷QRR低的快速体二极管。

半导体开关及其性能表征（FoM）

LLC转换器和类似拓扑结构所用的半导体开关有几种类型可供选择。硅MOSFET一直是标准解决方案，但是其使用有一些限制，还有一些要避免的缺陷。MOSFET中的输出电容COSS和存储的能量EOSS的量都是非线性的，可能会很大，因而需要比理想的死区时间更长的时间来放电。确保在开关前放电对于实现零电压开关非常重要，但是在为电容充电的过程中仍有功率消耗，P = f x 0.5 x COSS x V2，由于V2，电压越高，问题越大。很显然，EOSS必须尽可能低，但是在所有其他条件相同的情况下，它还需要与导通电阻进行权衡。较大的晶粒可以有低RDS(ON)，并借助许多并联单元实现低导电损耗，但是COSS和受其影响的EOSS自然会较高。因此在比较器件时，性能表征RDS*EOSS十分重要。在RDS*EOSS值相似的情况下，另一个可用于区分的性能表征是RDS-A，即单位晶粒面积的导通电阻。该值小，则表示器件电容低，给定目标导通电阻下的晶圆产出较高，因而单位成本较低。

在比较器件时，体二极管的特征或二极管效应很重要。在谐振转换器中，MOSFET内的固有二极管会在软开关期间自然而然地导电，但是其性能相对较差，且前向压降高，电荷恢复QRR缓慢，且在高频率和短死区时间下可能无法在开关周期内完成电荷恢复，从而导致损耗。氮化镓（GaN）HEMT单元等宽带隙器件没有二极管，但是在“第三象限”通过主沟道从源极到漏极导电而非像MOSFET一样通过寄生二极管导电。虽然在第三象限导电过程中HEMT单元中没有恢复电荷，前向压降也很高，等于栅极打开阈值电压加上应用的任何负关闭驱动电压。宽带隙碳化硅（SiC）技术中的MOSFET有与肖特基二极管一样快的寄生二极管，但是同样地，前向电压高，约为3V。虽然第三象限导电时间短，但是在需要极高的效率时，二极管或二极管效应产生的损耗仍然很明显。RDS*QRR是一个有用的性能表征，综合衡量沟道导电和二极管损耗。SiC MOSFET和GaN HEMT单元也需要达到非常敏感的栅极驱动要求才能实现最优效率。

SiC FET是所有特征都达到最优的器件（见图6），它将低压Si-MOSFET和SiC JFET以共源共栅配置结合在一起，同样，它的RDSA、RDS*EOSS和RDS*QRR性能表征都比硅超结MOSFET、SiC MOSFET和GaN HEMT单元低。

图6. SiC FET – Si MOSFET和SiC JFET的共源共栅结构

SiC FET有SiC的优势，能实现超快的开关，导热系数高，能在高温下运行，也具有低压Si-MOSFET能轻松实现栅极驱动的优势。该器件的电容和存储的电荷都很低，有快速体二极管效应，在25°C下，前向压降很低，仅为1.5V左右。与GaN器件不同，SiC FET具有固有的雪崩能力，并有在短路条件下进行自限流的功能。

结论

在所有现代功率转换器设计中，效率都是实现节能、降低成本和减小体积的推动因素，这些都可以通过降低功率耗散来实现。现代电路拓扑结构使用谐振开关，通常都能实现97%以上的效率，而剩余的损耗集中在残余的导电和开关效应中。为了进一步降低损耗，现在有了SiC FET等宽带隙半导体开关，其导通电阻测量值为数毫欧，开关特征近乎理想。结合简单的电路实现和完整的SiC FET器件选项组合，UnitedSiC为低损耗功率开关提供了高性能、稳健的解决方案。

审核编辑 黄宇