一文看懂SmartFET：功率FET的保护特性及应用

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本系列文章将介绍安森美(onsemi)高边SmartFET的结构和设计理念，可作为了解该器件在特定应用中如何工作的指南。范围仅限于具有模拟电流检测输出的SmartFET。本系列文章将分为四部分，此为第一部分，将介绍应用详情以及功率FET和保护，详细介绍功率元件（垂直功率FET）的物理结构以及利用功率FET所采用的不同技术。其中还会介绍该器件中集成的保护特性，这些特性可在系统故障情况下保护器件本身。

本文在解释某些概念时还提供了具体的例子和数值计算。需要注意的是，除非另有说明，否则这些示例中提到的值只应被视为典型值，而非对器件性能边界的定义。对于所有额定最大值，应参考相应的产品数据表。此外，本文中的任何布局或电路模块图示都是示例，并不一定代表实际芯片或特定器件的真实电路原理图。另外，波形进行了理想化处理，以解释特定场景下器件输入/输出的行为。

应用系统概述

任何器件的设计流程都始于对目标应用环境的整体理解，然后围绕应用所需的性能创建规范。考虑到与应用的密切交互以及（器件性能）对外部条件的复杂依赖关系，必须采用系统级方法作为设计指南。因此，在讨论器件细节之前，必须了解应用环境、典型负载的行为及其与高边开关的相互作用。

智能高边开关——动机

高边 SmartFET 的“最终要求”是切换负载，针对此要求，市场上有多种不同的替代方案。例如，继电器长期用来切换各种汽车负载，尤其是那些需要大电流激活的负载。随着汽车部件和组件的重量和尺寸不断减小，从继电器过渡到半导体开关的趋势已经很明显；与继电器相比，半导体开关占用的面积更小，抗扰度更好，电磁干扰更低。

p-n 结二极管是一种易于使用的半导体开关，可以满足开关的基本要求。然而，功耗和高导通损耗使其无法成为现代汽车环境中的可行替代方案，因为现代汽车环境对提高效率和降低系统损耗具有非常激进的目标要求。此外，在切换期间，导电元件的双极性质涉及少数载流子的注入和提取，这会限制应用的速度。SCR（可控硅整流器）和三端双向可控硅开关等器件也面临类似的挑战。双极性晶体管具有高输出电流驱动能力和较低的导通损耗（相比二极管），但需要输入电流驱动，这使得其不适合用作开关元件。然而，半导体行业广泛使用它们来生成带隙和调节电压。需要以合理的高输出电流驱动实现高压击穿的应用，例如燃料点火，通常采用 IGBT 作为开关元件。IGBT 的输出级是双极性的，因此像任何 p-n 结一样，少数载流子提取会限制导通/关断速率。考虑到以上讨论的所有性能指标，FET 是最有可能用于切换汽车负载且应用最广泛的候选器件。输入易于驱动、高输入阻抗、快速开关和宽 SOA（安全工作区）这些特性有助于实现理想的开关性能。

图1：高边开关与低边开关在应用中的对比

图1描绘了用于切换应用负载的许多拓扑中的两种。使用高边开关时，负载始终连接到地，切换的是与电源的连接；使用低边开关时，负载始终连接到电源，切换的是与GND的连接。开关通常封装在控制单元或ECU内。负载线路是将负载连接到ECU上的引脚连接器的线缆。根据负载类型及其在车辆中的位置，此负载线路可能相当长，导致底盘接地短路的可能性加大；对于低边配置中的负载来说，这可能是一种压力很大的状况。因此，高边开关是负载切换的优先选择。此外，在系统中存在到GND的寄生阻抗路径的情况下（如后面部分所述，温度和湿度会随着时间推移而产生泄漏电阻），电源始终连接到负载的低边配置中的漏电流水平更高。随着电荷泵设计和技术的进步，将电荷泵与功率元件集成相对方便，使得N沟道FET能够以较小芯片尺寸用于高边配置。

有些应用还使用H桥开关配置来驱动双向负载，例如车门锁定/解锁电机。H桥使用两对高边和低边开关，如下图所示：

图 2：H桥开关配置

随着应用复杂性不断提高（为了向用户提供更多功能），系统发生故障的概率也在增加。这要求开关在超出预定状态的情况下进行自我保护，而超出预定状态最有可能的原因是存在系统故障状况（如输出至 GND 短路）。从成本角度来看，为开关增添智能可消除更换成本（在某些安全关键型应用中，如果某个器件失效，整个模块都需要更换），并在较长时间内降低系统成本。为功率 FET 添加控制和逻辑特性时，在器件设计阶段必须谨慎行事，以确保模块可靠性达到要求。

高边 SmartFET 解决方案

安森美高边 SmartFET 以单片或双芯片解决方案提供。图 3 以虚线矩形突出显示了 SmartFET 的两个部分——控制电路（由模拟控制、数字控制和电荷泵组成）和电源部分（由功率 DMOS 以及用于温度和电流检测的检测元件组成）。在单片解决方案中，顾名思义，这两个部分集成在同一基板上，而在双芯片解决方案中，这两个部分是在两个不同的基板上实现，并通过芯片间键合连接。两个芯片的相对方向和集成度取决于所需的封装尺寸和器件的长期可靠性。单片与双芯片技术部分详细介绍了这些解决方案及其优缺点。

图 3：框图中突出显示了功率 FET 和控制部分

在功率 FET 部分中，用于垂直 DMOS 的技术有平面和沟槽栅叠层两种可选（参见平面 FET 与沟槽 FET 部分）。特定器件的解决方案选择主要由给定封装的目标归一化导通状态电阻决定（对于给定硅片面积，沟槽 FET 的导通状态电阻一般比平面 FET 要低），同时要考虑其他因素，包括但不限于所需的输出电流驱动和检测能力以及芯片的热响应（有关热行为的详细信息，参见了解热网络部分）。此外，在确定用于给定器件的技术之前，还要考虑可制造性和工艺成本。安森美高边 SmartFET 的设计考虑是，性能参数、保护和诊断特性组合以及应用中期望的操作不受底层技术的影响。

这里需要强调的是，一些高边 SmartFET 配备了保险丝阵列形式的一次性可编程微调单元 (OTP)，在生产线末端对其进行编程。在“微调”过程中，首先评估“未调整”器件的性能。然后，根据与所需规格的偏差，这些微调单元（或保险丝）用作控制逻辑的输入，控制逻辑随后改变硅片性能，使其与规格严密一致。实施这样的序列可以改进时序和保护参数的容差，例如短路电流限值、开关时间等；降低器件间的变异性；并提供更大的设计灵活性。芯片上实现的微调结构经历了所需的可靠性应力测试，以确保符合终生工作标准。具有微调功能的器件只能在生产线末端编程；出于安全考虑，客户不能在现场进行编程。本文档将针对特定模块和参数单独讨论微调对产品性能的影响。

应用环境和负载

与工业、消费电子等其他应用相比，汽车应用环境有很大不同，其要求通常更严格。AEC-Q100 等标准要求汽车开关在（温度、压力、湿度等）极端环境变化下至少达到质量、可靠性和强固性方面的最低标准。

例如，切换灯泡负载的场景。如本部分后面所述，白炽灯在开启时需要一个浪涌电流，该电流高于额定驱动电流。本例中的灯泡负载是 H4 型前照灯，其额定功率为 55 W，额定电压为 12.8 V。环境温度约为 300 K（27°C）时，所需的浪涌电流约为 75 A。汽车环境中的电缆可能很长，因此线缆电阻可能相当大。对于 20 mΩ 的线缆阻抗，浪涌会导致线缆上出现约 1.5 V 电压降并持续几毫秒（直到灯泡充分开启）。此外，汽车环境中与电源的典型连接是通过保护继电器和保险丝（位于接线盒内）进行切换。这些也可能对浪涌呈现阻抗，限制高边开关操作可用的电压摆幅。假设（在这种假设情况下）此压降约为 1V。除了电源线中的损耗外，GND 线也有损耗。在汽车环境中，为了保护目的，模块通过阻性网络连接到底盘 GND。该网络会增加损耗，本例中平均约为 1V。这意味着，对于前照灯开启这样很容易观察到的情况，汽车应用中的损耗很容易导致标称 V_BATT = 14 V 的电源电压下降 20~25%。高边开关应该能够在电池电压降低的情况下工作。应注意的是，这方面的“操作”包括完全开启的电荷泵、浪涌期间的限流保护（如果需要）以及完整的诊断特性组合。现在考虑在寒冷的环境温度下打开灯泡。在低温下，电池电压会进一步下降，而灯点亮所需的浪涌电流会提高——这两个因素使得开关操作需要面对严苛的环境。安森美所有高边 SmartFET 正常工作的电压通常可低至 8 V，某些器件还要求一个最低 4.5 V 的扩展电池电压（有关低压工作，请参见特定产品的数据表）。“欠压操作”部分描述了 LV124 规格和欠压行为。

虽然以上讨论更多地侧重于电池电压的下降，但在汽车应用中偶尔也能观察到电源电压的瞬态过冲，尤其是在用跨接引线发动汽车或交流发电机甩负载等情况下（详见“过压保护”部分）。高边开关应能保护自身免受此类事件的影响。如果负载在 PWM 操作中重复切换，例如再次考虑灯泡负载，其光强度由 PWM 驱动器控制，那么控制器应调制灯泡两端的 RMS 电压（通过调制 PWM 占空比），使光强度波动最小化。汽车环境的另一个关键考虑因素是系统的 EMI 性能。随着现代汽车应用中电子器件的不断增加，每个元器件的设计都应保证符合所需的 EMI/EMC 标准，并将应用内外的交叉耦合噪声降至最低。

因此，除了损耗之外，高边 SmartFET 的开关特性还应考虑 EMI 影响。在多通道器件中，通道之间不应有干扰，尤其是当一个通道读取故障状态时。

如前所述，汽车应用中的底盘被视为系统 GND，高边开关应足够强固，以便应对输出至 GND 短路的情况（高边应用中极有可能出现这种系统故障）并保护自身。这通常是通过限制负载电流并在器件中整合热关断功能实现的。AEC-Q100-012描述了典型的汽车短路条件组合，并量化了器件在短路事件中的性能（以周期数表示）。

上述计算和损耗估计是示例性的，不应认为其代表汽车通用条件组合。一般而言，线缆尺寸（及相关损耗）、电源配电保险丝/继电器规格、接地连接等都取决于 OEM，在应用中选择高边开关时应参考 OEM 规格。

阻性负载

汽车应用中的典型阻性负载包括（但不限于）LED、座椅中的加热元件、变速器和发动机管理系统、安全气囊引爆管、气流传感器等。LED（发光二极管）是电流控制的负载，换句话说，其光输出与驱动电流或输入电能成正比。LED 的工作原理与任何二极管的工作原理非常相似，不同之处在于制造所采用的半导体材料，LED 材料在电子激发下发射光子（光的量子），而不是声子（机械振动的量子，如硅二极管中）。颜色输出主要取决于原料的能带隙。

输入驱动电路通过 LED 负载上的电流调节或电压调节来控制。电流通常通过并联堆叠多个 LED 阵列（在一个模块内）并增加一个与阵列串联的限流电阻来限制。另一方面，电压调节通常通过 DC-DC 转换级来实现，该转换级可降低开启阵列所需的电压。图 4 描绘了由高边 SmartFET 驱动的并联 LED 集群。每个阵列有 n 个串联 LED。R_PROTECT 限制流过集群的电流。如果一个 LED 出现故障并显示开路（如图 4 中以红色突出显示的 LED），其他阵列仍会工作并导通。然而，流经负载模块的电流会发生变化，高边 SmartFET 应能通过模拟电流检测输出来指示这种变化。典型汽车 LED 负载是以几毫安培的低电流水平驱动（参见图 5），因此要精确反映电流的微小变化，并据此诊断特定 LED 灯串的开路是很困难的。如下面“电流检测和诊断”部分中讨论的，在小负载电流下，电流检测精度会降低；安森美高边 SmartFET 实现了不同设计方案来提高检测精度（参见轻载时的电流检测去饱和部分）。

图 4：驱动并联集群 LED 阵列的高边开关

大多数汽车应用采用 PWM 驱动方案来调制输出光的强度，高边开关的开关特性应与应用的 PWM 要求兼容。阻性切换提供了关于 LED 开关的详细信息。

在车辆的内部和外部照明应用中，LED 已经逐渐取代传统的白炽灯光源。高能效（电能以一定比例转化为光）、更好的光输出（输出光更具方向性/各向异性，而灯泡具有漫射输出光谱）、易于驱动（LED 需要的输入功率通常很低，驱动电路的复杂性非常低）、更长的工作寿命（LED 不含灯丝或任何可能随着时间推移而疲劳的内部元件），是推动 OEM 将 LED 负载作为汽车照明可行替代方案的主要动机。当然，仍有几个缺点需要解决，例如，实现高效热管理的初始成本和难度很高（尤其是对于前照灯这样的应用）。图 5 总结了典型的汽车 LED 应用及其驱动要求。

图 5：采用 LED 的典型汽车应用

电感负载

电感负载主要包括雨刷、启动器、车门模块、HVAC、喷油器、电动助力转向、油门控制等应用中的各种电机，另外还有用于发动机和车身控制应用的继电器。驱动电感负载时，首要考虑是在电感开始放电时限制输出电压的大小。为此，安森美的所有高边 SmartFET 都集成了保护箝位。有源箝位的机制在电感切换部分解释。电感负载的另一个问题是高边 SmartFET 的感应放电能量能力。产品数据表给出了一系列电感在规定的起始环境温度下的单脉冲和重复脉冲能量能力（参见电感切换部分中描述高边开关能量耗散的方程）。超过额定能量可能会不可逆地损坏器件。一旦输入命令转为触发电感反激，保护特性就不会激活。

为了保护器件不受感应放电期间的高能量转移的影响，有些应用采用续流二极管和外部箝位。图 6 显示了两个这样的选项，它们位于红色虚线矩形内。由于所有电感负载都有相关的寄生电阻，因此图中描绘了串联 L-R 负载。在负载上并联时，电感放电的可用电压只是二极管压降，这可能会导致放电时间很长。第二个选项中的箝位电压将取决于外部二极管的击穿电压（其应低于器件内集成箝位的击穿电压）。在这两种情况下，二极管应能处理感应放电所释放的功率。实现这些设计时，可能需要额外的元器件来防止电池反向导通、过压情况等。

图 6：驱动并联集群 LED 阵列的高边开关

应当注意，上述箝位方案仅供参考，也可使用其他带外部箝位的电路配置。然而，在采用这些拓扑之前，应详细计算外部元器件的功率处理能力，分析电池反向和过压情况下的保护，并估计相关的漏电流水平。

灯泡负载

白炽灯泡在工作原理上与“阻性负载”部分中讨论的 LED 光源非常不同。灯泡由钨丝和玻璃外壳组成，外壳内填充氩或氙等惰性气体。接触导线携带电流进出灯丝，灯丝由用于提供机械支撑和外壳的支架和灯帽支撑。当电流通过钨丝时，灯丝的温度升高，最终变得灼热，从而发光。大部分输入的电能转化为热量，其余的转化为光。白炽灯的光转换效率低于 LED、CFL 等其他光源。然而，低制造成本和各种的额定功率使其成为当今汽车应用中使用最广泛的光源。

灯泡的电气行为是容性的，开始时需要大电流以加热灯丝，随后电流逐渐衰减到运行所需的额定电流。这种初始大电流被称为灯泡浪涌。“冷”灯泡（术语“冷”描述初始开启或浪涌）的电阻低于稳态运行时的电阻。稳态电阻取决于所需的最终灯丝温度（对于大多数灯泡，所需的灯丝温度为 2900~3200 K）。灯泡的闭环电热操作说明如下：当应用电压源时，通过灯泡的电流取决于灯丝的动态电阻率（它是温度的函数）。灯丝的瞬时温度取决于其热阻（以及触点的热阻）和输入功率（而输入功率又取决于瞬时电流），因此它是一个迭代模型。有多种模型利用查找表或经验公式来预测这种闭环电阻率曲线。

通常，车灯规定标称电压下的额定功率。灯丝的标称电阻可计算如下：

（公式1）

其中，V_NOM 和 V_PNOM 分别为额定电压和功率。基于经验数据，动态电阻可以作为瞬时温度的函数来估计，其中要用到“浪涌系数”：

（公式2）

T 是灯丝瞬时温度，T_REF 是所需的灯丝温度，“const ”是一个经验常数。公式2 中乘数的后一部分为浪涌系数的倒数。假设已知灯泡两端的稳定电压，那么可以使用动态电阻曲线来模拟浪涌电流曲线。

下图 7 列出了广泛使用白炽灯泡的应用以及灯泡的额定功率。

图 7：采用白炽灯泡的典型汽车应用

根据应用灯泡所需的浪涌曲线，了解高边开关的输出电流驱动能力至关重要。安森美高边 SmartFET 具备限流特性，可在过载情况下保护自身（参见 OUT 至 GND 短路——限流部分）。由于热关断机制（参见温度/功率限制部分），在电流限值下长时间工作会迫使器件反复关断和接通。虽然在系统发生故障情况下（如输出至 GND 短路）需要这种保护来限制瞬时热应力，但如果灯泡开启所需的浪涌电流大于内部电流限值，则灯泡开启特性会受到影响。在这种情况下，器件尝试利用重试策略开启灯泡（参见重试策略部分）。图8和图9中的理想化波形集描述了使用和不使用重试策略两种情况下的灯泡开启场景。

图 8：使用重试策略的灯泡开启

图 9：不使用重试策略的灯泡开启

参考以上波形，t_{Bulb_ON} 是开启灯泡所需的时间——在大多数情况下，它是瞬时电流降至约 0.5*峰值浪涌电流的时间间隔。此参数的规格取决于 OEM。在有内部限流的情况下，t_{Bulb_ON}随着器件进入和退出差分热关断而增加。I_LIM 周期上的均方根电流和最后一次重试开始时的相应功率，应产生与 t_{Bulb_ON} 时间后无重试的情况相同的（灯泡）电热阻曲线。为应用选择器件时，应考虑最差情况下的t_{Bulb_ON}（通常在低环境温度的情况下，可用电池电压较低时需要高浪涌电流）应在OEM定义的限值内。图10列出了某些标准汽车灯泡负载的实测最大浪涌电流。测量通过以下方法进行：在灯泡两端施加一个约12.8V的稳定差分电压（为了获得精确的浪涌曲线，灯泡两端的电压应稳定，测量系统中的任何寄生电阻压降都可能降低浪涌电流，因为可用于开启灯泡的电压降低了）。最大浪涌电流取决于灯泡的电气规格（主要是功率瓦数）和物理结构。注入灯泡的功率以灯丝上的导通功率和辐射功率的形式被消耗。灯泡的物理结构决定功率的分配，因此也会影响瞬时温度和浪涌曲线。

图 10：典型汽车灯泡的实测最大浪涌电流（电压约 12.8 V）

应注意的是，实测灯泡浪涌电流只是典型值，并不代表灯泡性能变化的极端情况。此外，灯泡制造商不同，其浪涌电流曲线可能不同。器件建议（针对特定灯泡）可按客户请求提供。

继电器和保险丝替代方案

在所有汽车应用中，为了实现更高的系统效率，减小组件重量和尺寸显然是一个重点。此外，随着车辆的全面电气化，用固态解决方案取代现有开关和保护组件的需求越来越强烈。为了实现这一目标，安森美推出了多种旨在取代应用继电器的高边 SmartFET（继电器通常更重，并占用 PCB 上相当大的面积）。关于具体的合适应用，建议参考产品数据表。此外还有超低欧姆器件（例如，典型 R_DS(ON) 在 0.5~3 mΩ 之间），它们旨在取代保护保险丝，提供电子保险丝解决方案。智能高边开关创建了一个具有故障报告功能的闭环保护方案，集成保护特性可防止电子保险丝受损，从而降低与保险丝相关的更换成本（在车辆寿命期间）。

虽然取代继电器和保险丝的 SmartFET 解决方案使用了该产品系列提供的一组标准特性，但有一些关键应用要求将这些 SmartFET 的设计方法与那些切换其他常规负载（如照明或阻性元件等）的设计方法区分开来。这些差异化要求的几个实例包括：接地短路情况下重试策略的差异、电流检测比规格、工作温度范围、输出通道数量、反向电池保护、压摆率等。其中的大部分要求将在本文的相应部分中单独讨论，以强调随着市场动力逐渐转向基于智能开关的配电，设计也需要与时俱进。

功能安全概述

随着智能开关出现在 SRS（二次约束系统，包括安全气囊、预张紧器和制动）、配电和输电等更注重安全的应用中，适当考虑并遵守功能安全标准变得比以往任何时候都更加重要。ISO26262 等标准阐明了设计人员在符合标准所述安全功能的同时整合各种特性的方法。应注意的是，这些标准的出现和应用是最近的事情，这使得整个行业的半导体制造商很难在事后重新设计其产品。为了解决这一困境，安森美以开放式 FMEDA 的形式提供产品特定（根据客户要求）的故障模式分布分析、设计和封装特定的 FIT 率，以及逐一的模块对安全功能影响的分析。此外，这些 FIT 率是基于多种标准提供的，如 IEC 62380、SN29500 等，因为不同客户可能采用不同的标准进行分析。这些信息有助于客户设计内置必要故障保护机制的系统，以满足安全关键型应用的需要，使系统根据期望的任务曲线在预期寿命内安全运行。关于具体的功能安全要求，建议联系相应的现场代表。

功率 FET 和保护 功率 MOSFET

本部分介绍功率元件或 DMOS 的结构和不同拓扑。高边器件中的功率元件由大量垂直 N 沟道 FET 单元组成，这些单元并联布置，漏极作为基板，以改善漏极区域的热扩散并降低热密度。功率 FET 的理想设计和面积考量对于确定关键电气性能指标至关重要，这些指标包括但不限于 R_DS(ON)、最大电流能力、击穿电压、电流检测、温度检测等。基于技术、参数要求和几何约束，安森美高边 SmartFET 可以采用“平面”或“沟槽”配置。下面说明这两种结构设计。

平面 FET 与沟槽 FET

如上所述，垂直功率元件可以是平面结构，也可以是沟槽结构。术语“平面”和“沟槽”指的是栅叠层结构，它由多晶硅栅极、底层氧化物和沟道组成。前一种设计具有平面或横向栅极和沟道，沟道导通接近表面，而后一种设计具有进入主体深度的垂直栅极和沟道（详见图 11 a) 和图 11 b)）。

图 11：描绘栅极、沟道和载流子流的示例性布局：

a) 平面 FET，b) 沟槽 FET

常规或平面 FET 热效率高且易于制造，“掩模步骤”少，而沟槽 FET 提供更紧凑的单元间距（故比导通电阻 RDS(ON) 更好），在给定芯片面积内可封装更多单元。下表总结了这两种设计的主要区别，根据具体特性将性能区分为 Hi（良好）或 Lo（中等）。

表 1：平面与沟槽垂直功率 FET 的性能比较

单片高边器件的功率元件（垂直 N-FET）和控制电路在同一基板/原料 Si 上制造。另一方面，术语“双芯片”是指在同一封装内有两个单独的芯片，分别用于功率 FET 和控制器。单片设计使得 FET 和控制器之间的失配和偏移最小；然而，如果比 R_DS(ON) 足够低，并且控制电路很复杂，包括模拟和数字部分，那么在给定封装尺寸内单片集成两个元件（FET 和控制器）是颇具挑战性的。这就需要利用芯片叠加 (chip-on-chip) 等技术来优化“封装空间”。此外，控制电路需要通过隔离结构与 FET 完全隔离。下图（图 12）是单片高边器件的示例。控制器和功率 FET 以及各种检测元件（温度检测、电流检测）的焊盘也显示在下图中。

图 12：单片高边 SmartFET 设计示意图

还应考虑的是，虽然大多数高边 SmartFET 控制电路基于 CMOS 逻辑，但要在单片配置中集成背侧漏极技术，并将 CMOS 基板与背侧漏极隔离，必然是很困难的。

双芯片技术通过芯片间键合管理 FET 和控制电路之间的相互作用，这需要额外的前端掩蔽、用于键合的牺牲芯片面积以及后端组装和加工步骤。由于这两种元件的原料硅不同，因此双芯片技术器件存在一些固有的工艺不匹配。图 13 是此类技术的大体示意图。

图 13：双芯片高边 SmartFET 设计示意图

该技术的优点是对于特定产品系列，很容易换用不同尺寸和 R_DS(ON) 的 FET，同时保持与控制器的兼容性。

根据应用要求和细分产品系列，安森美高边 SmartFET 可以采用任何一种技术制造。

多通道器件

某些应用需要多通道器件来操作并行负载（参见应用系统概述部分）。此类器件需要具有多个参数和行为性能完全相同的独立功率 N-FET。每个功率 FET 或“通道”都有自己独立的检测元件，而诊断通常是多路复用的。这些器件的一个挑战是隔离两个通道的操作，尤其是在其中一个通道处于故障状态的情况下。例如，下面的图 14 所示的电路原理图详细展示了双通道高边器件中的不同模块。

图 14：双通道高边 SmartFET 电路框图示例

电荷泵——工作原理

高效的电荷泵设计对于高边 FET 实现期望性能至关重要。为确保 FET 在（输出特性曲线的）RDS(ON) 区域完全开启，栅极电位需要升压到电池（漏极电位）之上，以便为 N-FET 提供足够的过驱动。顾名思义，电荷泵本质上充当此升压电路，并确保 R_DS(ON) 对于给定芯片面积是最大的。虽然严格来说，电荷泵是控制电路的组成部分，但由于其特性与功率 FET 的性能直接相关，因此它在本部分进行讨论。

除了产生足够的栅极电荷外，高效的电荷泵还必须提供稳定的栅极驱动和平滑的开启与关断特性，并且应在最小芯片面积上实现。典型电荷泵网络采用多级开关电容升压网络，但这不是产生高电压的唯一方法。

图 15 为电荷泵工作原理的示意框图。根据输入控制电路的命令，振荡器产生一组“去相 (De-Phased)”输出信号，这些信号随后馈入升压网络中，如右图所示。这些信号控制开关并为电容梯充电。相位差导致该网络的输出端积累电荷/产生高电压。

图 15：电荷泵——工作原理框图

一旦器件闭合至完全导通状态，便可调节电荷泵输出，通过拉回升压器来确保没有栅极电压过冲。这可能会延长实现 R_DS(On) 所要求的满量程栅极过驱所需的时间，但会提高栅极控制稳定性并减少过冲。

某些器件中的振荡器频率是在生产过程中进行调整的，这样可确保同类产品围绕数据表中规定的标称开关时间的容差很小。不同的技术（在安森美高边 SmartFET 产品组合中）可能有也可能没有内部稳压器。根据所需的栅极电位，升压级可以级联，以使每一级的电荷倍增。

内部展频与振荡器一起使用，以抑制振荡器产生的任何频谱能量尖峰，并确保 EMI 性能良好。应注意的是，器件的开关速度还取决于电荷泵提升栅极电压的速率以及栅极“卸除负载”的速度。虽然快速电荷泵响应是值得追求的，但其设计不应违反 EMI 要求。

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