基于3KW双向变换器的电源设计方案

随着人们追求健康、亲近自然的生活方式，户外便携式电源的需求日益增加。根据中国电源工业协会的产业发展报告，2016年全球仅出货52000台便携式储能设备。预计2021年出货量将达到483万台，年复合增长率148%。同时，随着便携式电源中应用场合的变化，大容量电池的比例将逐年增加，与之相匹配的电源设计需求也将从数百瓦上升到千瓦。

本文介绍了一种3KW双向变换器的设计考虑，该变换器满足大功率便携式储能产品的需求。首先，我们在设计中比较了几种功率器件的性能，并指出SiC器件可以提高双向转换器的性能，因为它们具有出色的开关特性和极小的体二极管反向恢复性能。接下来，我们分析了整个系统的设计挑战，并指出满足充电和逆变双向DC/DC的增益要求是一个主要困难。接下来，我们设计了一个解决方案，通过增加一个谐振电感来构建一个双向LLC谐振网络，以满足双向LLC的增益要求。最后给出了测试结果和数据。

表1显示了该设计的设计规格，图1显示了该设计的电源电路。正向工作时，给电池充电。在充电的同时，输出交流电可以通过继电器连接到逆变器输出，逆变器端口从输入交流电取电；在逆变的情况下，系统首先将蓄电池电压升压至400V左右，然后将400V DC逆变为220Vac正弦波交流电供负载使用。

表3kW双向转换器的设计规格

图1：便携式电源的电源框图

图腾柱PFC的理论分析

当系统工作在充电模式时，输入的交流电压需要通过前级PFC电路转换成DC400V，然后由后级DC/DC将400V DC电压转换成恒流源为输出电池充电。

图腾PFC的理论分析已经非常成熟。这里简单回顾一下。

图2~图5是图腾柱PFC的工作模式，在交流的正半周，Q2是主开关，Q1是续流开关，Q4一直导通，Q3一直关断。在交流辅助半周期中，Q1用作主开关，Q2用作续流开关。同时，Q3始终导通，Q4始终关断。

可以看出：

图腾PFC的两个桥臂的工作频率不同；Q1&Q2构成高频桥臂，其工作频率是我们设定的开关频率。Q3&Q4组成的桥臂工作在低频状态，其工作频率为输入交流频率。

在totem PFC的正半部分和负半部分内，主开关和续流开关需要切换。

图腾PFC的工作原理是同步整流升压电路，在大功率应用中通常设计在CCM电感电流的状态，这就对该位置的器件体二极管的性能提出了更高的要求。

功率器件选择i. MOSFET

Mosfet具有极低的导通电阻、良好的开关特性和低开关损耗。但在图腾柱PFC的设计中，由于图腾柱PFC可以等效为同步整流升压电路，当开关作为续流开关工作时，为了防止上下MOS短路通过，电感电流必然会流过体二极管，因此体二极管的性能将是这种应用设计的重要考虑因素。

图6选取了目前市场上最好的Mosfet的体二极管参数。其Qrr达到了1.2uC，如果考虑400V的母线电压和45KHz的开关频率，通过计算Qrr造成的损耗达到了21.6W，带来了效率的大幅降低。更重要的是，器件温升的问题会变得更加严重。因此，高频开关MOS不仅要有极低的导通和开关损耗，而且要有非常好的体二极管反向恢复特性。

图6：典型体二极管的反向恢复特性

电源设备选择2。混合IGBT

IGBT器件广泛用于高功率设计，因为它们具有低饱和导通压降和有竞争力的成本优势。然而，IGBT也有它的缺点。第一，IGBT本身不能像Mosfet一样工作在第3象限，所以当它作为续流开关时，没有续流通道，电感电流只能通过反并联二极管续流；其次，IGBT的电流拖尾效应增加了IGBT的开关损耗，限制了IGBT的开关频率。为了克服上述缺点，本设计选用了卢鑫半导体公司的混合IGBT。卢鑫半导体公司提供优化的IGBT性能，并在内部集成反平行碳化硅二极管。本设计中图腾柱PFC的开关频率可以从20KHz提高到45KHz。

电源设备选择。原文如此

作为第三代半导体，SiC Mosfet具有出色的性能和极低的导通电阻和开关损耗。同时，它可以工作在第1或第3象限。续流时，电感电流流经导电通道，实现真正的同步整流。体二极管只工作在上下晶体管的死区时间，大大降低了器件损耗。同时上面提到的SiC mosfet的体二极管反向恢复的损耗也很小。所以SiC器件非常适合做图腾柱PFC的高频桥臂。

图7比较了50A IGBT和40 mω SiC Mosfet的正向压降。从图中可以看出，SiC器件的正向压降是线性的，可以用Rdson*Ids来计算。同时，随着温度的升高，导通压降也会因为Rdson的增大而增大。IGBT的电压降曲线是一条非线性曲线。从图中可以看出，在1.2V的Vce压降范围内，SiC的导通压降优于IGBT。同时，IGBT的阈值电压最低，为0.8V，可以预期，在轻负载下，SiC器件的效率优势更加明显。

图。sic MOSFET与si IGBT正向导通压降的比较

图8和图9显示了续流状态下SiC和IGBT的电流环路。当IGBT工作在续流模式时，电感电流只能流过其反并联二极管，因为IGBT没有逆转电流的能力。然而，当SiC器件在续流状态下使用时，电感电流可以流过SiC的导电沟道。由于SiC器件的Rdson足够低，所以电流流经Rdson所产生的压降会比IGBT的反并联二极管低很多，这将进一步提高SiC电路的效率。

双向有限责任公司的理论分析

如前所述，在正向工作时，图腾柱PFC将交流电压转换成400V DC母线，第二级DC/DC将400V母线电压转换成恒流源给电池充电。反向工作时，电池电压由LLC升压，图腾柱PFC电路将工作在逆变状态，将DC电压转换为220V交流电压。

与图腾柱PFC的设计不同，LLC的器件选择会简单很多，因为LLC可以全范围实现器件的ZVS和整流二极管的ZCS。LLC的设计难点在于如何满足两个方向电压增益的系统要求。表2显示了两种模式下的系统增益要求。

表LLC的增益设计要求

根据表2中的增益要求，LLC的正向和反向增益曲线绘制如下。

图10显示了充电模式下LLC的增益曲线。可以看出，LLC的增益曲线在正向工作的情况下能够满足系统设计要求；

图11显示了反相器模式下LLC的增益曲线。从图中可以看出，LLC的增益在逆变状态下总是小于1，不能满足系统的增益要求。

为了满足双向系统增益要求，有几种不同的解决方案。第一种方法是使用世界屋脊DC/DC变换器，并在PFC和LLC之间增加一个同步整流双向buck boost电路。通过buck-boost变换器，双向工作时所需的总线电压可以灵活调整，以支持双向的设计要求，LLC也可以工作在更好的频率点，实现最优的LLC设计。但是增加第三个升降压电路会使系统和控制更复杂，成本更高。

在这个设计中，采用了一种新的方法。首先，总线电压将随电池电压调整。为了进一步拓宽调节范围，采用了500V电解电容。在正向，PFC电压将随着电池电压在380V到460V的范围内调整；反向工作时，总线电压将在360V至460V范围内调整。其次，为了实现LLC反向增益大于1的设计目标，我们在高压桥臂的中点之间添加了一个电感。该电感器、谐振电感器和谐振电容器形成新的谐振网络。具体电路如图12所示，正向工作时，Lr、Cr和变压器的激励电感Lm组成正向LLC谐振网络；相反，增加的电感L2、Lr和Cr构成反向LLC谐振网络。通过增加外部电感，实现了LLC变换器反向升压的设计目标。

图13显示了添加外部电感后LLC在反向逆变器模式下的增益曲线。从增益曲线可以看出，改进后的增益曲线能够满足系统的增益要求。

图12： LLC双向谐振网络

图13:LLC反相器模式的增益曲线（添加外部电感后）

系统控制

图14显示了整个系统的框图。整个系统的控制核心是单片机SPC1168。SPC1168是一款以Arm4为核心的浮点MCU，拥有丰富的外设资源，可以实现大部分数字电源控制。MCU位于系统的电池侧，便于与BMS管理系统通信。交错侧采样，包括交流输入电压、逆变器输出电压、PFC母线电压，都是通过诺富森的隔离电压采样芯片NSI1311实现隔离电压采样；交流输入电流和逆变器输出电流由Aceinna的MCA1101系列电流传感器采样。此外，LLC一次谐振电流由CT变压器隔离采样，所有隔离采样装置均满足一、二次侧加强绝缘的要求。DC电池侧采样包括输出电压和输出电流的采样。由于输出电压与MCU共享，因此输出电压由一个简单的分压电阻采样。输出电流经过电流采样电阻，采用差分运算放大器电路实现输出电流的精确采样。

正向工作时，MCU对输入交流电压、输入电感电流和PFC母线电压进行采样，通过锁相环获得输入交流电压的频率，从而完成PFC控制；同时对输出电压和电流信息进行采样，根据输出电压信息实时调整PFC母线电压的设定，使LLC尽可能工作在谐振工作点，完成输出恒压恒流控制。反向工作时，单片机控制逆变器输出，逆变器输出采用输出电压电流双闭环控制，电流环采用PI调节，电压环采用PR调节器，实现了特征频率下的高增益和逆变器输出电压的无静差调节。

本次设计中MCU的成功使用，取代了传统的双DSP方案，降低了系统成本，同时也降低了用户对DSP的设计依赖，不仅具有明显的成本优势，而且供货更加稳定，缓解了客户对DSP供货的后顾之忧。

图14：双向转换器的控制框图

实验结果

基于上述分析结果，我们实验室研制了一台3KW样机。比较了SiC器件和混合IGBT在图腾柱PFC和整个系统中的效率。LLC部分采用Littelfuse的IXFH34N65X2，二次整流采样Sanrise的100V器件SRT10N047H。以Spintrol的Arm4为核心的单片机SPC1168完成整个系统的充电和逆变控制。同时，为了满足系统的安全要求，采用了Novosense的隔离采样芯片NSI1311和隔离驱动芯片NSI6602B，Aceinna的65A电流传感器MCA1101等。满足加强系统绝缘的要求。

测试数据和实验波形如下。图15-16示出了分别使用SiC器件和IGBT器件时PFC水平和系统水平的效率曲线。从图中可以看出，带SiC的图腾柱PFC在轻载时比带IGBT的图腾柱PFC高3.5%，满载时高0.6%。轻载（250W）下整机效率提升3%，满载下提升0.5%。

从测试结果来看，SiC器件在轻负载下使用效率提升明显，对于户外储能系统意义重大。3%的效率提升意味着20W充电器可以多持续270分钟，65W充电器可以多持续83分钟。

图17~18显示了正向PFC的PF值和反向逆变器的电压THD的测试数据。满载时，PF值达到0.995。在反向逆变器输出和阻性负载下，电压THD在整个负载范围内都在2%以内。在RC和RL负载下，交流输出电压THD也可以保持在3%以内。

图19~20给出了系统各部分的工作波形。图18示出了当正向工作时输入电压和输入电流的波形。输入电流跟踪输出电压，获得良好的PFC效果。图19显示了LLC的工作波形。LLC此时工作在boost模式，同步整流器的驱动信号提前关断，防止电流反向流动。

图21~22显示了反转期间的测试波形。图20是逆变器模式下的启动波形。从波形可以看出，输出的220V交流电压逐渐建立。图21显示了电阻满载时的输出电压和电流波形。可以看出，当电阻满载时，输出电压没有失真，达到了良好的控制效果。

便携式能量存储系统

为了满足整个便携式储能电源的需求，除了3KW双向变换器外，我们还设计了1200W太阳能MPPT电源板。图22为样机照片，双向转换尺寸为200mm*320mm*55mm，是根据电池组的尺寸要求设计的。MPPT板支持最大1200W的充电功率，方便用户在户外使用太阳能电池板实时快速补充电池电量。表3显示了MPPT电源板的设计规格。MPPT板支持10~150V的宽电压范围，用户可以灵活配置太阳能电池板的串并联。为了实现宽范围的输入输出电压条件，MPPT设计采用4开关buck-boost电路，将太阳能电池板的电压转换成20A的恒流源给电池充电。MPPT控制算法也由Spintrol公司的SPC1168单片机实现，MPPT效率达到99%。

表3:MPPT设计规格

MPPT板还集成了一个300W降压转换器。电池的电压通过降压转换器转换成24V输出，为系统的PD部分供电。PD板提供4路输出，A口2路，C口2路，A口最大输出功率20W，C口最大输出功率100W。表4显示了PD板的设计规格。

因此，便携式储能系统需要包括电池BMS、双向转换器、太阳能充电MPPT电路和PD端口。我们的系统设计如图23所示。我们已经完成了系统中所需的电源设计，BMS系统大部分情况下由电池厂商提供。

表4:PD板的设计规格

图23：系统照片

总结

本文介绍3KW双向变换器在便携式储能应用中的一些设计考虑。比较了传统Mosfet、IGBT和SiC Mosfet在图腾柱PFC应用中的优缺点。指出SiC器件由于其优异的性能和二极管特性，是最适合图腾柱PFC应用的功率器件。

分析了LLC部分在充电和逆变条件下的增益需求，以及满足增益需求的几种方法。结论是，增加一个外部电感是满足LLC双向增益的最简单方法。通过在桥臂之间增加一个外部电感，LLC在充电和逆变条件下的增益要求均可满足。

介绍了双向变换器的系统采样和控制。MCU在双向转换器中的应用降低了系统成本，也减少了用户对DSP的设计依赖和电源的担忧。给用户带来很大的参考价值。

最后，根据这些分析，在实验室制作了一台3KW双向变换器样机，并给出了测试结果。比较了碳化硅器件和IGBT器件对整个系统效率的影响。SiC器件可以大大提高系统的轻载效率，提高了3%。通过3%的效率提升，3KW便携式储能可为20W手机充电器提供近4小时的额外充电时间。为65W计算机适配器提供额外的1小时20分钟。

除了3KW双向转换器，我们还制作了1200W MPPT板和300W PD板。客户可以很容易地使用这些成熟的参考设计来完成整个便携式储能系统的设计。

审核编辑：黄飞