零电压移相全桥变换器工作原理及其工作过程分析

1. 引言

移相全桥作为大功率DC/DC变换器的首选在很多场合得到应用，比如通讯系统中的应用将高压400VDC转换为12V。移相全桥之所以如此广泛的应用，是因为其利用变压器漏感与原边开关管的寄生电容发生谐振实现开关管的软开关，可大大提高变换器的工作效率。

但传统的移相全桥变换器又有着各种各样的缺陷，比如滞后臂不易实现ZVS，占空比丢失等等。本文针对移相全桥变换器的工作原理进行了研究与总结，且重点阐述了滞后桥臂的ZVS实现条件和占空比丢失问题。

2. 移相全桥变换器工作原理分析

图1为移相全桥变换器的电路示意图，由4个主功率器件Q1~Q4以及反并联二极管和寄生电容构成全桥桥臂，通过变压器(含有漏电感以及外挂谐振电感L r )和整流电路连接构成全桥变换器。两个桥臂的上下开关管180°互补导通，桥臂之间通过调节移相角来调节输出电压，该移相角的调节也是实现软开关的基础。

(a)主电路

(b)主要波形

图1 移相全桥主电路及主要波形

2.1 传统移相全桥变换器的工作过程分析

上图是移相全桥拓扑图，各个元件的意义如下：

Vin：输入的直流电源

Q 1 -Q 4 ：4个主开关管，一般是MOSFET

Q 1 ，Q3称为超前臂开关管，Q 2 ，Q4称为滞后臂开关管

C 1 -C 4 ：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容

D 1 -D 4 ：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管

D R1 ， D R2 ：电源次级高频整流二极管

T R ：移相全桥电源变压器

L r ：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感之和

L f ：移相全桥电源次级输出续流电感

C f ：移相全桥电源次级输出电容

因为是做理论分析，所以要将一些器件的特性理想化，具体如下：

1、假设所有的开关管、二极管为理想元件。

2、所有的电感，电容都为理想元件，不存在寄生参数，变压器也为理想变压器，谐振电感是外加的。

3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等，即C 1 =C 3 =C lead ，C 2 =C 4 =C lag 。

4、次级滤波电感通过匝比折算到初级的电感量LS远大于谐振电感L r，即L S =L f *K ^2^ >>Lr 。

PSFB一个周期可以分为12中工作模态，其中正负半周期是对应的关系，只不过改变的是电流在桥臂上的流向，下面我们首先来分析这12个工作模态的情况。

1. t0时刻，如图2a

在t0时刻之前，Q1与Q4同时导通，原边电流的流向是Q 1 -L p -L r -Q 4 ，最后回到电源负。副边电流回路是：副边上边的绕组正端，整流管D R1 ，输出滤波电感L f 、输出滤波电容Cf和负载，回到上面副边绕组的负端。

2. t 0~~t1~时刻，如图2b

此时超前桥臂上管Q1在t0时刻关断，但由于电感两端电流不能突变的特性，变压器原边的电流仍然需要维持原来的方向，故电流被转移到C1与C3中，C1被充电，而C3开始放电。由于C1和C 3 ，Q1零电压关断。滤波电感Lf 与谐振电感Lr串联，且Lf很大，故基本可以认为此时的原边类似一个恒流源，此时的ip基本不变，或下降很小。

在t1时刻，C1上的电压很快上升到V in ，C3上的电压很快变成0V，D2开始导通。

该模态的时间为

3. t 1~~t2~时刻，如图2c

此时二极管D3已经完全导通续流，将超前臂下管Q3两端的电压钳位到0V，此时将Q3打开，就实现了超前臂下管Q3的ZVS开通；但此时的原边电流仍然是从D3走，而不是Q 3 。

此时原边的电流仍然较大，等于副边电感Lf的电流折算到原边的即

从超前臂Q1关断到Q3打开这段时间t d ，称为超前臂死区时间，为保证满足Q3的ZVS开通条件，就必须让C3放电到0V，即

图2a 图2b

图2c 图2d

图2e 图2f

图2g

4. t 2~~t3~时刻，如图2d

在t2时刻将滞后臂下管Q4关断，在Q4关断前，C4两端的电压为0，所以Q4是零电压关断。

由于Q4的关断，原边电流ip突然失去通路，但由电感的原理我们知道，原边电流不允许突变，需要维持原来的方向，以一定的速率减少。所以，原边电流ip会对C4充电，使C4两端的电压慢慢往上升，同时抽走C2两端的电荷。此时，vAB =-vc4 ，vAB的极性自0变为负，变压器副边绕组电势变为下正上负，整流二极管DR2导通，副边的下绕组开始流过电流，整流二极管DR1和DR2同时导通，使得变压器副边绕组电压为0，原边绕组也为0，vAB加在谐振电感Lr上。因此，这段时间里是Lr 和C 2 、C4谐振工作，ip 和电容C 2 、C4的电压分别为

其中，I 2 ：t~2 ~时刻，原边电流下降之后的电流值

Z 1 ：滞后臂的谐振阻抗,

ω 1 ：滞后臂的谐振角频率，

在t3时刻，当C4的电压升到V in ，D2自然导通，结束这一模态。持续时间为

5. t 3~~t4~时刻，如图2e

当C4充电到Vin之后，谐振结束，就不再有电流流过C 2 ，C 4 ，转而D2自然导通，原边电流通过D 3 -L r -D2向电网馈能，由于副边两个整流二极管同时导通，变压器原边绕组电压仍为0，向电网回馈的能量来源于储存在Lr中的能量，此时原边电流迅速减少，

在t4时刻ip减少到0，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中流过电流。开关模态4，持续时间为

此模态下，Q2两端的电压降为0V，只要在这个时间段将Q2开启，那么Q2就达到了零电压开启的效果。Q2和Q4驱动之间的死区时间即

6. t 4~~t5~时刻，如图2f

在t4时刻之前，Q2已经导通，ip由0向负向增加，此时Q2和Q3为ip提供通路。由于ip仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流二极管提供回路，因此原边绕组电压仍为0，此时的负载电流还是由滤波电感与输出电容提供；同时，由于原边的Q 2 ，Q3已经导通，原边电流ip流过Q 2 -L r -Q 3 ，又因为Lr很小，所以原边电流ip就会反向急剧增大。

在t5时刻，ip达到最大，等于副边的电感电流折算到初级的电流，在这个开关模态，原边电流是不传递能量的，但副边却存在着一个剧烈的换流过程，通过副边二极管DR1的电流迅速减少，DR2的电流迅速增大，在t5时刻，通过DR1的电流减少到0，通过DR2的电流等于滤波电感电流I Lf (t 5 )。开关模态5持续的时间为

7. t 5~~t6~时刻，如图2g

在这段时间里，电源给负载供电，原边电流为

因为原边谐振电感远小于输出滤波电感折算到原边的电感值，式(16)可简化为下式，

在t6时刻，Q3关断，变换器开始另外半个周期的工作，与工作情况类似于上述半个周期。

2.2 超前臂与滞后臂实现软开关的差异

由2.1节分析可知，要实现开关器件的ZVS开通，需要有足够的能量抽走将要开通的开关器件的结电容电荷，同时给同一个桥臂另一个关断的开关器件的结电容充电，也就是必须满足下式：

超前桥臂容易实现ZVS，因为在超前桥臂开关过程中，变压器处于能量传递过程中，输出滤波电感Lf与谐振电感Lr串联，而滤波电感Lf一般情况都远大于L r ，所以超前桥臂开关过程中，电感存储的能量很多，很容易满足式(18)。

滞后臂要实现ZVS则比较困难，这是因为在滞后桥臂开关过程中，变压器处于续流过程，谐振时仅由谐振电感Lr释放能量，使谐振电容电压下降到零，从而实现ZVS，此时实现ZVS条件为：谐振电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量，如果不满足式(19)，则无法实现ZVS。

从式(19)可以看出，要满足它，要么增加谐振电感L r ，要么增加励磁电流I 2 。

增加了励磁电流，那么原边电流相当于在负载电流的基础上多了一份励磁电流，使得原边开关器件的通态损耗增加，变压器损耗也增大，因此在励磁电流的选择上，要充分考虑器件和变压器损耗。

从效率的角度考虑，在一定的负载范围内实现滞后臂的ZVS根据式(19)计算出所需最小谐振电感。

2.3 副边占空比的丢失

副边占空比丢失是ZVS PWM全桥变换器的一个特有现象，即副边占空比Dsec小于原边占空比D p 。

产生副边占空比丢失的原因是：由于变换器存在漏电感，使原边电流在[t 2 , t 5 ]和[t 8 , t 11 ]，不足以提供负载电流，副边所有整流二极管全部导通，输出滤波电感续流，输出整流电压vrect为0。这样副边就丢失了[t 2 , t 5 ]和[t 8 , t 11 ]这部分电压方波。丢失的这部分占空比Dloss为，

由于t23时间很短，可以忽略，而

假设输出滤波电感很大，其电流脉动较小，则

那么有

由式(22)可知，①Lr越大，Dloss越大；②负载越大，Dloss越大；③Vin越低，Dloss越大。为了减小D loss ，得到所要求的输出电压，可以采用饱和电感作为谐振电感，既可以最大程度的实现滞后臂的ZVS，也可以最大程度的减小副边占空比的丢失。

3. 总结

本文详细分析了移相全桥的零电压工作原理，阐述了一个工作周期的具体换流过程以及软开关实现条件，针对滞后桥臂的ZVS软开关较超前桥臂更难实现进行了详细的分析并给出了相应的措施以保证 滞后桥臂的ZVS软开关的实现，此外还分析了副边占空比因换流导致丢失的现象，给出了相关措施以减轻副边占空比的丢失。