倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器详解

1. 引言

倍流整流方式( Current Doubler Rectifier , CDR) ZVS 全桥变换器利用两个输出滤波电感的能量可以在很宽的负载范围内实现开关管的ZVS而且使其输出整流管自然换流, 从而避免了反向恢复引起的电压振荡和电压尖峰, 但它要求在零状态时一次侧电流能快速下降, 而这只能依靠开关管的通态压降来实现。一般开关管的通态压降很小, 因此该变换器要求变压器的漏感极小, 对变压器的制造工艺提出了很高的要求。

针对这一不足，可以在原边绕组串联一个阻断电容，利用阻断电容的电压使原边电流在0状态下快速下降。由于阻断电容的电压比开关管的通态压降大得多，所以即使变压器漏感较大，也能使原边电流快速下降。下面详细分析改进的CDR ZVS PWM移相全桥变换器的工作原理，并讨论超前桥臂和滞后桥臂实现ZVS的特点。

2. 工作原理

改进的CDR ZVS 全桥变换器，如图1a 所示, 其中Q1 ~ Q4 是四只开关管，D 1~~D4~ 分别是Q 1~~Q4的寄生二极管, C 1~~C4分别是Q 1~~Q4的结电容, Llk为变压器漏感, DR1和DR2是输出整流管, Lf1和L f2是两个滤波电感, Cf~是滤波电容。

(a) 主电路

(b) 主要波形

图1 改进型CDR ZVS PWM移相全桥变换器

下面分析改进型CDR ZVS PWM 全桥变换器的工作原理, 其主要波形如图1b 所示。在分析之前, 作出如下的假设:

① 有开关管、二极管均为理想器件;

② 所有电感、电容和变压器均为理想元件;

③ C1 = C 3 ~ = Clead~ , C 2 = C4 = C lag ；

④ Lf1 = L f2 = Lf ;

⑤ 输出滤波电容足够大, 其电压可认为是一恒压源Vo ;

在一个开关周期中, 各开关模态的工作情况如下，

(1) 开关模态0 [ t0 , t1 ] (参考图2a)

在t1之前, Q1和Q4导通。整流管DR2导通, DR1截止。两只滤波电感的电流和原边电流分别为

(2) 开关模态1 [ t1 , t2 ] (参考图2b)

t1时刻关断Q1 , ip给C1充电, 同时给C3放电。由于有C1和C3 , Q1是零电压关断。ip同时也给Cb充电, Cb的电压上升。在这段时间里，ip = iLf1 /K , 由于Lf1很大，iLf1基本保持不变, 这样C1的电压线性升高，C3的电压线性降低。

在t2时刻，C3的电压下降到零，D3自然导通，开关模式1结束，持续的时间为

(3) 开关模态2 [ t2 , t3 ] (参考图2c)

D3导通后, Q3可零电压开通。此时vAB =0 , Cb的电压使ip减小, is也相应减小, 因此DR1开始导通。由于DR1和DR2同时导通, 变压器二次电压被钳在零位, 同样一次电压也为零,这样Cb的电压全部加在Llk上, Cb和Llk谐振工作。在这段时间里, 两个滤波电感上的电压均为-Vo , 其电流均线性下降。

。

在这个模态中, iLf2变负, 并在t3时刻, is = -iLf2 , 那么iDR2 = 0，DR2自然关断, 而iDR1 = iLf1 + iLf2 , DR1继续导通, 从而两个整流管实现换流。

(a) t1时刻之前 (b) [t1 , t 2 ]

(c) [t 2 , t 3 ] (d) [t3 , t 4 ]

(e) [t 4 , t 5 ] (f) [t5 , t 6 ]

(g) [t6 , t 7 ]

图2 主功率变换器换流示意图

(4) 开关模态3 [ t3 , t 4 ] (参考图2d)

Q4和D3继续导通, vAB = 0 , 负载电流全部流过D R1 。Cb的电压很小，可忽略不计，因此加在两个滤波电感上的电压近似为-Vo , 其电流继续线性下降。由于is = - iLf2 , 那么ip = - iLf2 /K, 而iLf2是负方向增大的, 因此ip又开始增加。

(5) 开关模态4 [ t4 , t 5 ] (参考图2e)

在t4时刻关断Q4 , ip给C4充电, 同时给C2放电。由于有C2和C4 , Q4是零电压关断。ip同时也给Cb充电, Cb上电压上升。在这段时间里，ip = -iLf2 /K , 由于Lf2很大, iLf2基本保持不变, 这样C4的电压线性增加，C2的电压线性降低。

在t5时刻,，C2的电压下降至零，D2自然导通。

(6) 开关模态5 [ t5 , t 6 ] (参考图2f)

D2导通后, 可以零电压开通Q 2 。iLf1下降，iLf2增加，而ip = -iLf2 /K , 因此ip线性下降, Cb电压继续上升。在t6时刻, ip下降到零,D2和D3自然关断, Q2和Q3中流过电流，Cb电压达到最大。

(7) 开关模态6 [ t6 , t 7 ] (参考图2g)

Q2和Q3导通, iLf1下降, iLf2增加, ip反方向增加。Cb的电压开始下降。t7时刻关断Q3 , 变换器开始另一半个周期[ t 7 , t 13 ], 其工作情况类似于上述的半个周期[ t 0 , t 7 ]。

3.超前管和滞后管实现ZVS 情况

由第2节的分析可知:

超前管的ZVS是利用输出滤波电感在电流最大时提供的能量实现的。如图2中的t1 、t7时刻。滞后管的ZVS是利用输出滤波电感在电流最小(负值) 时提供的能量实现的。如图2中的t4 、t10时刻。参考图2 , 计算滤波电感电流的平均值。

式中ILfmax和ILfmin分别是输出滤波电感电流的最大值跟最小值，Io是负载电流。

在[t2 , t10 ]时段里,iLf1从ILfmax线性下降到I Lfmin ，即

式中Ts为开关周期，Dy是变换器的占空比。

由式(14) 和式(15) 可得，

值得指出的是, 式(17) 中的ILfmin是负值。

从式(16)和式(17)中可以看出：负载越重， ILfmax越大，而ILfmin的绝对值越小，因此超前管的ZVS在重载时较轻载时容易实现, 而滞后管在重载时实现ZVS 较轻载时困难。I Lfmax ~ > | ILfmin~ |，当超前管和滞后管的结电容相同时, 超前管较滞后管容易实现ZVS。因此，变换器实现ZVS 最困难的是满载时的滞后管，参数设计时应从这一点出发。

**4.总结

通过本文对CDR ZVS PWM全桥变换器的工作原理分析 , 了解到滤波电感在实现ZVS软开关时的原理，以及加入阻断电容后的一次电流如何工作。讨论了超前管和滞后管各自实现ZVS的特点， 设计时应从最难以实现软开关的满载滞后管考虑。