如何实现腔体加载式圆极化波导缝隙天线设计？

0 引言

波导缝隙天线作为一种有效的辐射形式被广泛应用于雷达[1]、遥感和通信[2]等众多领域。虽然近年来微带天线凭借其价格低廉、易于批量加工等优点大行其道[3]，然而随着通信频段向更高频段发展，微带天线由于损耗高、功率容量低、热稳定度不高以及机械强度低等缺点，逐渐被波导缝隙天线所取代[4]。圆极化天线在通信领域中的优势主要体现在2个方面：① 收/发天线之间不存在由于指向不稳定引起的极化损失[5]；② 用于在接收机端减小由于多径效应引起的信号衰落[6]。目前，以波导缝隙结构实现圆极化的方式主要有在波导壁开“八”字缝[7]或“十”字缝[8]、寄生倾斜振子[9]和加载圆极化腔[10]等3种，其中第1种实现方式中各缝之间间隔一个波导波长，天线口径效率较低且副瓣较大；加载寄生振子的方式在应用于较高频段时工程实现的难度较大；第3种方式以在波导缝隙天线上方加载旋转腔体的方式实现圆极化辐射，具有易于组成阵列结构和实现幅度控制进行波束赋形的优点。

本文设计实现了一种工作于X波段具有1×10个单元的圆极化波导缝隙天线，其辐射缝采用波导宽边开纵缝的结构，馈电方式采用馈电波导中心开倾斜缝的形式，圆极化性能由具有一定旋转角度的矩形腔体实现。该天线驻波、轴比相对独立可调，具有极化性能好、易于一体化加工等优点。

1 天线设计方案

1.1 波导缝隙天线设计

波导缝隙天线常采用宽边开纵向偏置缝和窄边开倾斜缝这2种具有不同极化方式的形式。波导宽边上的纵向缝使波导内表面处的横向电流向缝隙两端分流，引起纵向电流突变，因此纵缝等效于传输线上的并联导纳[11]。波导缝隙天线管壁电流分布示意图如图1所示。

图1 波导缝隙天线管壁电流分布

当纵缝工作在谐振状态，等效导纳中的电纳为零，归一化电导值可以表示为[12]：

。

(1)

式中，g和x分别为缝隙的等效归一化电导和其距波导宽边中线的距离；a和b分别为波导的宽边和窄边尺寸；λ和λg分别为工作波长和波导波长。对于由多根缝隙组成阵列结构，当从波导终端馈电时，只有满足式(2)才能达到匹配的目的：

。

(2)

波导宽边处的管壁电流分布可以表示为[13]：

。

(3)

由图1可以看出，缝隙的出现切割了向表面电流，在缝中产生了能够辐射的位移电流，而缝隙轴向与向表面电流方向相同，没有影响向表面电流的传播，所以向表面电流对缝隙的辐射没有贡献。由式(3)可知，向表面电流呈余弦分布，在偏离波导宽边中线越远的位置处，表面电流的强度越大。因为纵缝可以等效为传输线上的并联导纳，所以各缝处的等效电压相同，由g=I/V可知，偏离波导中线越远的缝隙其等效电导也就越大。当一根辐射波导由多个缝隙组成时，在满足式(2)的匹配条件下，缝隙的数目N越多，每个缝隙的等效电导g就越小，其在波导上的位置x就越靠近中线。对式(3)求导可得：

。

(4)

可知缝隙偏离中线的距离x越大，向表面电流Jsx的变化率就越小，这表明相同的Δx变化所引起的ΔJsx较小，也即是对缝的等效导纳影响较小。所以，在满足匹配条件下，缝隙偏离中线的距离越大，由频率变化引起的导纳变化就越小，相应的缝隙对于频率变化的阻抗带宽也就越大。图2中展示了这种变化趋势：随着缝隙数目N的增加，为了满足匹配条件，单个缝隙的导纳值就越小，其距中线的距离也就越小，缝隙天线的阻抗带宽也越小。

图2 驻波带宽随缝隙数N的变化趋势

1.2 圆极化腔体设计

腔体加载式圆极化波导缝隙天线结构如图3所示。

图3 腔体加载式圆极化波导缝隙天线结构

图3中天线由3层结构组成：宽边纵缝结构的波导缝隙天线、加载其上的矩形圆极化腔和给缝隙天线馈电的中线开倾斜缝的耦合波导。当极化腔旋转一定角度时，纵缝辐射的向极化波在矩形极化腔体中可以分解为电场相互垂直的2种模式：TE10模和TE01模，由于2种模式的截止波长不同，它们的相位因子βTE10和βTE01也不同。

Δφ。

(5)

由式(5)可知，2种模式的电磁波传播一定的距离H后，在极化腔的端面处能够满足相差Δφ=90°的条件。从图4可以看出，在一定的长宽比L/W下，2种模式的相差Δφ与H基本上呈线性关系。

图4 高度H对2种模式相差的影响

在理想情况下，纵缝只辐射向线极化波，圆极化腔旋转45°就可以在腔体的辐射端口处得到2个幅度相等的正交极化波，但事实上，纵缝辐射的还有交叉极化分量，而且极化腔端口处存在出射波和反射波相互叠加的问题，所以从图5可以看出，2个正交极化波并不是在45°旋向时达成幅度一致的。

图5 极化腔旋向对2种模式振幅比的影响

在工程上总是希望天线能具有较低的剖面，也就是极化腔的高度H应尽可能的小，由式(5)可知，这就需要长宽比尽可能大，但同时考虑到平面组阵的需求，旋转后极化腔的长边L应不超出辐射波导的宽边为好。

2 天线加工与测试

在电磁场仿真软件HFSS中对天线模型的各种设计参数进行了优化分析，得到了理想的仿真结果。实物加工如图6所示，天线由1×10个单元组成，天线参数如下：设计中心频率为8.5 GHz，天线总长约230 mm、宽46 mm、高50 mm，波导缝隙长16.75 mm、宽1.5 mm，圆极化腔长23.5 mm、宽18 mm，以为轴向右偏转15°。天线整体结构采用铝合金材质。

图6 腔体加载式圆极化波导缝隙天线实物

受圆极化腔体的尺寸和旋向限制，辐射缝隙偏离天线中线的距离较小，为1.5 mm，由分析可知，较小的偏置量将导致较窄的阻抗带宽。天线实测驻波如图7所示，由于加工误差的原因，中心频率偏离设计值30 MHz，VSWR<2的带宽约为64 MHz。

图7 天线阻抗特性曲线

天线在微波暗室中完成远场方向图的测量，方位面φ=0°和φ=90°上的天线右旋圆极化增益图如图8所示，天线实测最大增益为16.5 dB。天线轴比的仿真与实测对比图如图9所示，在主辐射方向上(θ=0°)轴比优于1 dB，在φ=0°面上轴比小于3 dB的角度范围约为±60°，在φ=90°面上轴比小于3 dB的角度范围约为±20°。 由于测试场地的局限和数据后处理的原因，从图8和图9中可以看出，与仿真结果相比，测试数据在偏离主辐射方向时出现了较多的波纹抖动，但整体变化趋势与仿真结果相吻合，测试数据与仿真结果取得了较好的一致性，这也验证了该型天线整体的设计合理性。

图8 右旋圆极化增益仿真与实测对比

图9 轴比仿真与实测对比

3 结束语

本文设计了一种工作于X频段、通过加载腔体实现圆极化辐射的波导缝隙天线，分析了波导缝隙天线阻抗带宽与缝隙偏置距离的关系以及极化腔实现圆极化辐射的原理。该形式天线的优点是设计思路明确、结构较为简单，且阻抗特性和圆极化特性相对独立，二者的相互影响较小，降低了设计调谐的工作量。但存在的缺点是由于极化腔口径的限制，天线的阻抗带宽较窄，这使其在工程上的应用范围受到限制，所以后续工作中对该天线形式的改进重点应放在对极化腔的结构改进上，使其在圆极化性能不受太大影响的情况下能给缝隙留出足够的调谐空间。

审核编辑：刘清