为什么低电压放大器适合在没有任何共模电压限制的情况下准确地检测电流

如何将低电压精密运算放大器的性能扩展到高电压的高侧电流检测应用

前言

支持扩展共模电压的专用设备通常用于高侧电流检测。但是专用设备有自己的局限性。当共模电压超过100V，会是什么情况呢？是否还能够精确测量电流？经典的5V运算放大器似乎完全不适合这种测量。但是只需几个外部元件，我们将发现低电压放大器绝对适合在没有任何共模电压限制的情况下准确地检测电流。

原理图和描述

该应用的主要目标是测量一种采用150V电压的工业电机控制的电流；如图1所示，这要归功于分流电阻。为精确测量低电流，使用了5V精密运算放大器。

图1：典型应用

150V输入会不会烧坏运算放大器？如果V1电压被用于产生第一个运算放大器OP_A的正极电源（Vcc_H），则不会。

如果我们使用击穿电压为4.7V的齐纳二极管（BZT52C4V7S），那么就产生了OP_A的负极电源（Vcc_L）。在这种情况下，OP_A的电压为4.7V，从Vcc_L=145.3V到Vcc_H=150V。

电阻Rz用于偏置二极管（~5mA）并为运算放大器的偏置电流（~40µA）提供回路。

电压Vsense是电流流经Rsense的结果，并且被R1、R2、R3和R4电阻放大。

P-MOSFET（BSP2220）产生的精确输出电流与流入Rsense的电流成正比，而与电阻R4产生的相对于接地的电压Vo与高侧电流成正比。第一级电压输出可以由等式1给出：

（1）

第二个运算放大器OP_B对于缓冲Vo电压是必要的。添加电阻R5是为了保护OP_B固有的防静电二极管免遭启动时可能流入输入引脚的高电流破坏。

电机控制消耗的最大电流是100A。所以有100µΩ的分流电阻后，最大的Vsense是10mV。最大输出电压取决于Vsense电压，以及流经R4的输出电流。而且因为由微控制器的ADC进行处理，所以该最大输出电压Vo的值不能超过3.3V。

为使系统正常工作，必须仔细选择组件的值。主要目标是与低的|Vgs| 一起确保OP_A的输出不会饱和。

因为保持低电流Ids比较有用，我们为R4选择了高值。

为了避免运算放大器的输出饱和，R2/R1比值给出的与运算放大器OP_A有关的增益应该不会太高。

我们必须在选择组件的值时进行折衷，这些值必须遵循等式2：

（2）

·其中的Vgmax是在晶体管中产生电流所需的Vgs

·此外Vzener=Vcc_H - Vcc_L

现在让我们看看该系统的精密度。不准确主要是由于电阻不匹配和放大器偏移。

误差分析

电阻不匹配的影响

假设所用电阻是完全匹配的，则等式1给出了输出电压的结果。不幸的是，事实并非如此，因为电阻有自己的精密度。

由于电阻不匹配而产生的增益误差由以下公式给出：

（3）

• 其中的是任意电阻的精密度，而εRshunt是分流电阻的准确度。

从等式3中，我们可以看到电阻R2对误差的影响超过其他电阻。所以选择该电阻的值时必须尽可能低（10kΩ）。还请注意：为实现增益，R1和R3之和应该较高且不平衡，而R1的值非常低是为了抑制噪声。

Vio的影响

必须考虑另一个误差：输入电压偏移。在该应用中，我们选择的是TSZ121（斩波放大器），因为它的Vio非常低，在温度变化的情况下只有8µV。特别是测量非常小的电流时，该误差变得很明显。

考虑到传递函数，Vio可以用以下公式表示：

（4）

其中的Vio1是第一个运算放大器（OP_A）的输入偏移，而Vio2是第二个运算放大器（OP1_ B）的输入偏移。因为TSZ121输入偏移电压非常低，所以Vio2可以忽略不计。

总误差

为了解输出的总误差，我们增加了电阻的不匹配和运算放大器的偏移量。最后，输出电压可以用等式5表示：

（5）

图2和图3中的图表表示预计的最大误差随温度而变化的情况，考虑分流精确度。

结论

专用放大器通常用于进行高侧电流传感测量。但是在共模电压高于70V的应用中，我们已经注意到应该使用传统的5V运算放大器来完成这种测量。

我们已经证明了检测高侧电流时可以使用TSZ121放大器这样的精密运算放大器，加上一个齐纳二极管可以工作于5V范围内和电平移位晶体管。

我们已经将电阻和放大器引起的误差考虑在内。为提高电流测量的准确度，我们建议使用精密度为0.1%的电阻。

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