变压器初级电感电流工作在连续导通模式CCM Continuous Conduction Mode,每个开关周期结束时,电感电流没有降到0,而是降到某一个电流值ILp(min);每个开关周期开始时,电感电流从初始值ILp(min)开始增加。每个开关周期开关管关断时,电感储存能量,并没有完全释放。
反激变换器次级绕组平均电流等于输出电流Io,如果Io降低,iNS也随之降低,其斜率向下的梯形波整体向下移动。当Io降低到一个值时,iNS最小值降低到0,iNS从梯形波变为三角波,反射到初级绕组电流iLp最小值也降低到0,ILp(min)=0,即:每一个开关周期开始时,iLp初始值为0;每个开关周期结束时,iLp刚好降低到0,这种工作模式称为临界导通模式CRM Critical ConductionMode。
反激进入到临界导通模式后,Io进一步降低,iNS降为0后,输出二极管D自然关断不再导通;然而,此时开关周期时间还没有结束,iNS在开关周期结束之前提前下降到0,输出二极管D提前关断;后面一段时间,iNS将保持为0不变,这种状态一直持续到下一个开关周期开始。在开关周期中,iNS的电流波形在中间出现不连续(断续)状态,反射到初级绕组iLp的电流波形在中间出现不连续(断续)状态,这种工作模式称为非连续(断续)导通模式DCM Discontinuous Conduction Mode。
反激变换器工作在断续导通模式DCM时,电路有3种工作状态, ton和toff1与连续导通模式CCM相同,多出一个工作状态为toff2,此期间,iLm一直保持为0,输出负载Ro完全由输出电容Co放电来维持供电,因此,输出电容Co的纹波电压较大。
(a)开关管导通,输出整流二极管不导通
(b)开关管关断,输出整流二极管导通
(c)开关管关断,输出整流二极管关断
图1非连续导通模式
断续导通模式DCM控制简单,容易设计,应用非常广泛,其工作波形和实际测量波形如图2所示。
(a)工作波形
(b) 测量波形
图2非连续导通模式波形
在断续导通模式toff2期间,初级绕组电感电流为0,电感相当于导线,开关节点电压VDS等于Vin。实际电路中,开关节点电压VDS为LC阻尼振荡波形,L为初级绕组电感,C为开关管Q与变压器输出寄生电容之和,阻尼振荡波形中间值为输入电压Uin。
反激变换器在断续导通模式DCM工作时,磁通复位或伏秒值平衡只在ton和toff1时间段内有效,在整个开关周期内,磁通复位或伏秒值平衡无效。
输出电流Io等于输出二极管D的电流平均值ID:
变换器的输入功率为:
忽略功率损耗,根据功率平衡原理;
因此:
输出电压Vo为:
反激变换器非连续导通模式DCM时,输出电压Vo与变压器匝比n无关,输出电压Vo与输入电压Vin及占空比D相关,还与输出电流负载有关。
反激变换器变压器相当于耦合电感,具有储能、隔离输入和输出功能,输出不用电感,可以使用多绕组实现多路输出。结构简单,价格便宜。DCM系统没有输出整流二极管反向恢复的问题,变压器磁通变化范围(摆率)大,变压器利用充分,系统功率级为一阶转递函数,反馈容易设计,但是,其输入和输出电流纹波大,效率低,功率低。CCM的输入和输出电流纹波小,可以传输更大功率,存在输出整流二极管反向恢复的问题,系统功率级具有右半平面零点,系统不容易稳定。为了稳定,降低低频增益率,系统瞬态变得响应缓慢。
反激变换器为了增大变压器初级电感储存能量,磁芯要开气隙,同时增大饱和电流,缺点是变压器漏感增大,初级开关管电压尖峰增大,系统损耗增加,效率降低。
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原文标题:Flyback反激变换器:非连续导通模式DCM工作原理
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