ZVS的实现方案解析和MOSFET的损耗分析

1. 反激应用中MOSFET的损耗分析

MOSFET的损耗主要包括如下几个部分：

1导通损耗

导通损耗是比较容易理解的，即流过MOSFET的RMS电流在MOSFET的Rdson上的I^2R损耗。降低这个损耗也是大家最容易想到的，例如选用更低Rdson的管子，设计变换器进入更深的连续模式来降低RMS电流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，最终，只能在两者之间找到一个平衡点。

2关断损耗

关断损耗即MOSFET在关断状态下，流过MOSFET的漏电流和MOSFET承受的电压之积。通常这项损耗是大家忽略的，实际上也是完全可以忽略的。例如一个耐压600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏电流也仅仅是uA级的，带来的损耗也仅仅是mW级的。

3开关损耗

开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗指的是MOSFET开通期间Ids上升和Vds下降交叉面积带来的损耗；关断损耗指的是MOSFET关断期间Ids下降和Vds上升交叉面积带来的损耗。

不论是开通损耗还是关断损耗，主要是发生在米勒电容放电或者充电区间，即决定开关损耗的主要是米勒平台的时间以及开关频率。

对于目前的反激式应用，由于开关频率普遍偏低（绝大多数低于100KHz），并且高压输入下CCM的深度很浅（对于全电压工作的电源，绝大多数低压CCM工作的，高压基本上工作于DCM或非常接近DCM），同时加上MOSFET的进步（CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss），实际应用中MOSFET的开通损耗是比较小的。拿一个使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的电源，驱动开通电阻从几欧到几十欧甚至上百欧变动，效率几乎不受影响。

由于反激原边MOSFET关断发生在最大电流处，因此关断损耗通常比较可观。为了降低关断损耗，通常从加快关断速度上想办法。

4容性损耗

这里把容性损耗独立于开关损耗来讨论。容性损耗指的是MOSFET开通瞬间，DS间寄生电容通过MOSFET DS直接放电产生的损耗。我们经常可以看到原边电流波形并非一个理想的三角形或梯形，而是在开通瞬间存在一个电流尖峰，导致峰值电流控制模式的IC不得不做前沿消隐。

从一个MOSFET的规格书中，通常可以看到两个可以用来直接估算容性损耗的参数，Eoss和Co(er)。拿英飞凌最新一代的CoolMOS IPD70R360P7S举例：

Eoss@400V=1.8uJ，Co(er)=27pF(Vds=0~400V)

如果把Co(er)乘以Vds（400V）的平方再除以2，得到能量2.16uJ，和Eoss基本一致。

比较简单的估算，如果开关频率f=100KHz，则Vds=400V下的容性损耗约：

Pco=Eoss*f=0.18W

在实际应用中，这个损耗很可能是被低估的，有如下原因：

首先实际应用中，264VDC输入下，输入直流电压374V，如果反射电压100V，那开通瞬间的Vds电压可能在374-100=274V（QR）到374+100=474V之间，即实际的Eoss可能大于或者小于规格书给出的值；

其次实际应用中，MOSFET的DS间等效电容不仅包含MOSFET本身电容，还有变压器寄生电容，后者很可能大于前者，这种情况下，实际Eoss损耗会远大于计算值。

5驱动损耗

驱动损耗即Ciss的充放电损耗，计算方法如下：

Pdrv=Qg*Udrv*f

通常应用下也被忽略，一方面由于MOSFET的进步，Qg有了显著的降低，一方面频率比较低。例如IPD70R360P7S，Qg=16.4nC（Vgs=0~10V，Vds=400V），驱动电压10V，工作频率100K下，驱动损耗仅为：

Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW

需要注意的是，与前面几项损耗不同，驱动损耗虽然是MOSFET的结电容充放电导致的，但绝大部分没有损耗在MOSFET上，而是损耗在驱动IC和驱动电阻上。

2. ZVS的实现方案

ZVS即在MOSFET驱动到来前，Vds电压已经为零了。由于节点电容上电压的存在，要实现ZVS，需要一个和励磁电流反向的电流流过变压器原边电感。传统的QR，由于退磁后变压器初级电感的初始电压即副边反射电压，振荡是阻尼的，因此开关节点可能达到的最低电压只能是Vin-Vor，能不能ZVS取决于输入电压和反射电压。对于宽范围输入，不太可能全输入范围实现ZVS；如果再加上宽范围输出（比如PD协议5-20V输出的适配器），ZVS的实现就愈发困难。

为了实现这个反向的电流，对电感而言，只需对它反向励磁，有源钳位反激就是这样一个思路。

相对于传统反激，有源钳位反激中RCD吸收不可控导通的D变成了可控导通的MOSFET，钳位电容容值远大于吸收电容。漏感能量存储在钳位电容中，在钳位电容上形成一个相对平稳的电压。在原边主MOSFET开通前，如果先将钳位管开通一段时间，原边电感将反向励磁，关断钳位管后，励磁电流方向不变，这个电流抽取结电容电荷，最后实现主MOSFET的ZVS。

有源钳位的好处是不仅实现了ZVS，同时能够回收漏感能量，但从电路结构上，增加了一颗高边钳位管，控制IC需要高压浮区，成本大幅上升。

本文要讨论的ZVS反激，讲的是不改变传统反激电路基本结构，不增加额外的器件，仅从控制上想办法来实现。

前面提到，为了实现ZVS，需要在原边管开通前，在原边电感上形成原边一个负电流，即原边电感需要反相励磁。ACF根本方法就是在原边电感上直接反相励磁，代价是必须增加一个可控开通和关断MOSFET。

对于Flyback，变压器本质上是一个耦合电感，要在原边电感形成负电流，这反相励磁其实是可以从任一绕组上来操作的，因为关断后，能量可以从任一绕组释放。基于这个原理，ZVS的实现就变得相当简单了。试想一下，工作在DCM下，带有有同步整流的Flyback，如果副边退磁完成后同步整流继续保持开通，那么输出电压将会从输出绕组对变压器励磁，只要在原边开通前一定时间内关断同步整流，变压器内存储的能量就会寻找途径释放，而此时，它就会反抽原边开关节点电容形成负电流，只要励磁能量足够，反抽时间（同步整流关断到原边开通的死区时间）合适，就能确保零电压开通。

当然，励磁可以在变压器上其他任何一个耦合的绕组上进行。

先上第一个原理图，是我前两年搭的一个实验电路，用一个定频PWM控制器配合一些数字逻辑电路，实现同步整流与原边驱动的互补输出，同时留有死区，这个电路经过验证，DCM下可以从副边同步整流倒灌，实现原边零电压开通。至于原理，相信大家仔细看看都能理解。

这种方案有一个很大的问题，注入的能量损耗可能远超过ZVS带来的收益。

同步整流如果与原边完全互补，那深度DCM下，反灌到变压器的能量可能远大于原边结电容存储能量，较大的能量在一来一回中损失了。接下来上另一个图，这种实现非互补的驱动，只是在原边开通前打出一个小脉冲，不多不少，正好能够抽干结电容能量就好。

三.波形与PCB

saber开环仿真波形图。

电路实测波形图

这个验证版本的PCB图，由于384x电流控制模式在轻载下易受到干扰，特别是频率升高后，发波出现间歇，验证版本改成了电压控制模式的UCC25705，PCB没有更新