选择一个合适的运放：不要再用 LM741、LM324 或 LM358 了

“本文假设你对运放的工作原理有一定了解；如果需要复习,可以先阅读之前关于信号放大的文章：信号放大基础。”

模拟电路设计中最常见的范式就是复制粘贴。简单的类比并不足以充分解释晶体管和运放的行为，而大多数学术教科书又晦涩难懂。 话虽如此，对于运放电路而言，这种习惯的后果已经变得有些滑稽。互联网上充斥着过时的设计，仍在使用 1968 年开发的LM741：一个冷战时期的产物。这个芯片70年代的"兄弟们" - TL071和LM324/LM358 - 的情况也好不到哪去。更糟糕的是，这种奇特的现状现在还被 AI 生成的内容所支撑，比如 "2024年十大运放(更新版)"之类的文章。

实际上，放大器技术在过去五十年取得了巨大进步。现代芯片表现更可预测，使用更方便。例如，它们摆脱了 LM741 的输入电压限制，或 LM324 的相位反转和交越失真问题：

LM324输出交越失真。来自旧的National Semiconductor数据手册。

长话短说，如果你正在设计新的运放电路，这里有一些不错的、21世纪生产的通用型替代品：

Microchip MCP6272：2 MHz带宽， RRIO， 2-6V， 25mA

Microchip MCP6022：10MHz， RRIO， 2.5-5.5V， 20mA

Texas Instruments OPA2323：20MHz， RRIO， 1.7-5.5V， 65mA ()

Texas Instruments TLV3542：100MHz， RRIO， 2.5-5.5V， 100mA

Texas Instruments OPA2356：200MHz， RR输出， 2.5-5.5V， 60mA

前两款芯片有直插(PDIP-8)封装。其余的采用 SOIC-8 封装，这是一种用户友好的封装形式，可以轻松焊接到价格实惠的转接板上。它们是合理的低成本选择。

如果我已经引起了你的注意，请继续阅读，了解选择通用放大器IC时需要注意的要点。

基本直流特性

运放最基本的参数是其供电电压范围，其次是最大输出电流。这些参数通常在数据手册的开头就有注明。 但故事并未到此为止。许多早期器件要求信号要远离供电轨；例如，LM741需要 2-3V 的裕度(headroom)。不符合这个规格的信号会被削波或产生更糟的情况。因此，这些IC通常需要使用双电源供电：例如，在本来只需要 +5V 的电路中使用 ±15V 电源。 如今，有大量运放可以在单电源 3.3V 或 5V 电路中工作。许多中端器件可以输出接近全范围的供电电压，通常只比供电轨少 20 到 100mV。这类器件被称为轨到轨输出(RRO)。如有疑问，可以查看数据手册中的"共模输入范围"或类似参数。 同样地，相当多的器件接受略低于下轨的输入电压，有些甚至可以略高于上电源电压。这减少了对复杂偏置的需求，在数据手册中表示为"输出摆幅"(output swing)。同时具备全范围输入和输出的运放被描述为具有轨到轨 I/O(RRIO)。

应该指出，这种便利是要付出一点代价的。实现轨到轨输入最常见的内部设计涉及两个互补输入级 - 例如，p沟道和n沟道FET。一个级处理大部分输入范围，但在接近正电源轨时另一个级接管。由于制造工艺的限制，这些级不可能完全匹配，所以当共模输入电压跨过交接点时，输入失调电压(VOS)会有轻微变化：

一组TLV9002运放，正电源在2.75V。来自TI规格。

根据你的应用，这种效应可能会影响线性度，特别是在高精度仪器中。不过，一些最新的运放设计 - 如前面提到的OPA2323 - 使用内置DC-DC转换器(电荷泵)产生更高的内部参考电压，从而消除了对这种架构的需求。

大多数情况下，运放的 Vin+ 和 Vin- 电压大致相同，有些器件将此作为明确的输入约束。例如，OPA1656 在输入端有保护二极管，所以当电压差超过约±600mV 时，这些引脚会变为低阻抗：

OPA1656架构细节。来自数据手册。

不过，大多数器件，包括本文前面推荐的芯片，应该不受这个限制。

输入级：FET vs 双极性

标准运放有两种基本输入类型：双极性和场效应(FET)。因为 FET 输入的行为更直观，而且这类芯片正在成为主流，我建议坚持使用这个选项，除非你有特殊需求。 FET输入级的主要优点是在DC时具有始终如一的高阻抗，消除了双极性设计的一些陷阱。代价是与分立场效应晶体管一样，输入有一些不可忽视的电容 - 通常在2-4pF左右。在较高频率下，可能需要考虑这种电容的影响。在这种情况下，你可能还需要注意PCB和反馈环路中的寄生效应。

与 FET 相比，双极性输入级只有在 Vin- 等于 Vin+ 时才有相对较高的阻抗。如果电压发生偏差，阻抗就会开始下降 - 可能一直降到几千欧姆(!)。另一方面，双极性运放可以有更低的输入电容，这在处理高速信号时可能是一个优势。

频率响应

运放最重要的 AC 参数被称为增益带宽积(fGBP 或 fGBWP)。标准的、完全补偿的器件设计为具有随信号频率成比例衰减的内部增益。在 fGBP 时，这个增益降低到 1：

增益-频率图(对数刻度)的示例

差分增益的本质在入门文章中经常被误解。如前所述，运放不关心绝对输入电压或你试图在任何单个输入引脚和 Vout 之间维持的关系。理论上，这种"单端"信号增益很自由的，可以任意高。 实际上，在具有两个反馈电阻的传统电压-电压电路的特定情况下，可达到的最大信号增益(主要)等于 fGBP 除以输入频率。如果这是你要构建的架构，应该选择 IC 以在预期信号频率下保持足够的增益。

相关的考虑因素是放大器的压摆率：输出电压的最大上升和下降时间。它以 V/μs 等单位给出，应该根据所需的输出摆幅进行交叉检查。如果速率太低，即使在带宽规格内，输出也可能失真或衰减。

大多被夸大的问题：内部噪声

FET 放大器的性能通常受两类噪声支配：由于晶体管偏置电流随机变化导致的低频"闪烁"波动以及在芯片频率范围内均匀分布的宽带热噪声：

闪烁(<1kHz)和热(>1kHz)噪声，MCP6022。

这个图中奇特的 nV/√Hz 单位是"噪声密度"。要获得 RMS 噪声电压，可以将该数值乘以电路通过的带宽的平方根。例如，如果芯片规格为 eN = 5 nV/√Hz，且你的设计带宽为100kHz，RMS 电压计算出约为~1.6μV。峰峰值从技术上讲是无法确定的 - 但实际上，如果将 RMS 数值乘以6，你可以很好地近似在示波器屏幕上看到的内容。 这个经验模型是输入端等效的的：也就是说，这是你在理想放大器输入上有一个假设的电压噪声源时会看到的情况。在标准电压-电压架构中，计算出的噪声大致按照电阻配置的信号增益被放大。在跨阻(电流-电压)电路中，噪声放大在DC 附近并不重要，但最终在较高频率下达到峰值，因为输入电容与反馈电阻形成电压分压器。 在业余设计中这通常都是过度关注的原因是，大多数现代运放都有不错的规格，通常在 1kHz 以上约为10 nV/√Hz。这比单个10kΩ电阻贡献的热噪声还要小。换句话说，除非你采取重大措施来控制其他来源，否则运放在这方面的性能很少是主要问题。

公平地说，高速(100MHz+)放大器(如TLV3542或OPA2356)的低频闪烁波动往往更差。因此，如果你对低频信号感兴趣，较慢的运放是更好的选择。在完全不能容忍直流漂移的传感应用中，专门的闪烁补偿("零漂移")器件 - 如OPA2388 - 也值得一试。

不用担心的事项

数据手册中的大多数其他参数通常可以一带而过。例如，开环增益(AOL)的确切值几乎从来都不是真正的问题；输入失调电压(VOS)也是如此。无论如何，这些参数在大多数规格中通常只是粗略估计 - 所以如果你在构建高精度仪器，仍然需要使用已知参考来校准读数。 其他特性可能很重要，但在其类别内的不同设计之间变化不大。特别是，现代运放具有相当不错的电源纹波抑制比(PSRR)和良好的共模电压抑制(CMRR) - 但要注意之前提到的 RRIO 问题。

原文参考：https://lcamtuf.substack.com/p/choosing-an-op-amp-for-your-project，并经过校验、翻译。

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审核编辑 黄宇