根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流这一新型的整流技术

引言

随着计算机 、 通讯和网络技术 的迅猛发展 ， 低压大电流 DC／ DC变换器成为 目前一个重要的研 究课题。传统的二极管或 肖特基二极管整流方式 ，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主 要损耗 。功率 MOSFET导通电阻低 、 开关时间短 、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的 整流器件。

1 同步整流正激变换器

图 l给出的是一种电压 自驱动同步整流正激 变换器 ，图 1中两个与变压器耦合 的分离辅助绕组N4、 N5用来分别 驱动两个 同步整流管 S201 、 S202。当主开关管导通时 ，变压器副边绕组上正下负 ，S201栅极电压为高，导通整流；主开关管截止时，副边绕组下正上负， 续流S202栅极为高， 导通续流。

正激变换器 中，同步整流S201。的运行情况与 变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的 辅助绕组复位电路，在复位结束过程之后，变压器 电压保持 为零的死区时间内，输出电流流经续流 同步整流管S202， 但是S202栅极无驱动 电压 ， 所以

输出电流必须流经S202 的体二极管。MOSFET体二极管的正向导通电压高 ，反向恢复特性差 ， 导通损耗非常大 ，这就使采用 MOSFET整流的优势大打折扣， 为了解决这一问题， 较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个 肖特基二极管D201在S202截止的时间内， 代替S202的体二极管续流， 这一方法增加的元件不多， 线路简单， 也很实用。

为了优化驱动波形 ，可以采用分离 的辅助绕 组来分别驱动两个同步整流管 ，比起传统的副边绕组直接驱动 的同步整流变换器来说 ，这种驱动 方式无工作电流通过驱动绕组 ，因此不需要建立 输 出电流的时间 ， MOSFET能够迅速开通 ，开通时的死 区时间即体二极管导通 的时间减少了一半 。另一方面驱动电压不只局限于副边电压 ，可以通 过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。

轻载条件下的同步整流

对于正激变换器 ， 在主开关管截止的时间里 ，输出电流是靠输出储能 电感里的能量维持 的，因此变换器有两种可能 的运行情况 ：电感电流连续 模式( CCM， continuouscurrentmode) 和电感电流 断续模式(DCM，discontinuouscurrentmode)。

2． 1 电感电流连续模式 CCM

当负载电流较大时 ，电感电流在整个周期内都不会下降到零，每个开关周期可以分为两个阶段 ，在t1阶段 ，S201导通 ， S202截止，电感两端的电压为Vs一Vo( 其中，Vs为变压器副边绕组 电压 ，Vo为 变换器输出电压 )，电感电流持续上升；t2阶段，S201关断，S202导通，电感两端电压为-Vo，电感电压持续下降。稳态时， 一个开关周期内， 滤波电容C的平均充电电流与放电电流相等，故变换器输出的 负载电流平均值Io就是iL的平均值 ，由于负载电流较大，电感电流iL在整个周期中都不会下降至零，电感电流方向不发生变化，如图 2( a) 所示 。

当负载电流Io减小时，ILmax和ILmin，都减小，当负载电流Io减小到使ILmin在Toff结束时恰好为零，2(b) 所示 ， 此时的负载 电流称之为临界电流

当负载电流进一步减小时，对于副边采用传 统二极管续流工作的正激变换器来说 ，将会出现电感电流断续 的工作情况， 如图 2( C) 所示。

当副边采用同步整流工作时，由于续流MOSFET的双向导通的特性，使得此时的电感电流能够反向， 如图2(d) 所示，产生环流。有了环流 就会消耗环流能量。这个能量的大小和输出滤波 电感有关 ， 输 出滤波电感越小，环流就会越大，环流能量越大 ， 损耗也越大。所以由于同步整流器不 能从 CCM模态 自动切换到 DCM模态 ，轻载时就 会产生很大的环流损耗。环流损耗 、开关驱动损耗 和开关损耗使得变换器轻载时的效率较低。

为了避免电感电流轻载时反向形成环路电流 ， 可以采用如图 3所示 的驱动电路 。S201、S202为两个同步整流管 ，Vdd为一基准电压，R211和R212分压后产生一个电压给定值加在比较器的同向输人端 ，比较器的反向输人端接在输出电流取样电阻R210上。当输 出电流高于临界输出电流 ，比较器输出高电平 ，主开关管截止期间 ， S202、S203导通 ， 高电位加至续流 MOSFET S202栅极 ，S202导通续流 ；当输出电流低于临界电流时，比较器输出低电位，S204、S203、S202均截止 ，这个时候 的续流工作就交由与S202并联的肖特基管D201完成， 由于肖特基的单向导电性避免了环路电流的形成。

值得注意的是，续流 MOSFET一定要在反向电流产生前截止。如果 已经产生了反 向电流以后 才使 MOSFET截止， 此时反向电流迅速下降， 产生很大的 di／dt， 会在续流 MOSFET源极和漏极两端产生很高 的电压尖峰 ，这个电压尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐压 ， 使续流 MOSFET击穿 ，如图4的试验波形所示 。

在这种控制方式下 ，重载时 由续流同步整流 管续流， 轻载时由肖特基管续流， 电感电流将进入 DCM模 式 ， 这样减少 了导通损耗 ，提高了轻 载时 变换器的效率 。

2． 2 电感电流断流模式(DCM)

在这种情况下， 每个周期可以分为三个 阶段 ，t1 和t2阶段 同上述 CCM相同。如果在进入t3时刻 时，电感两端电压和电感电流精确为零 ，电路就刚好处于稳态，不会出现振荡，但实际电路中， 很难保证这两个条件的满足。

在t3阶段，S201和S202均处于关断状态，由电感L201寄生电容Cp，负载电容C201与负载并联构成了LC振荡回路，考虑到C201>>Cp，可以求得振荡频率为

这个频率往往很高，会在S202源极和漏极两端形成明显的振荡，也就是通常所说的振铃现象，这个过程通常来说是欠阻尼振荡，如图5的试验波形所示。

由于DCM模式能够避免轻载时环路电流的产生，却可以大大提高了变换器轻载时的效率。两种电路模式的效率对比如图6所示。

在轻载工况下，采用关断续流MOSFET使得正激变换器副边工作在DCM模式下，可以显著提高同步整流变换器轻载时的效率。实验证明，采用如图3所示的电路能够完成轻载时副边电流CCM到DCM的转化，是提高正激变化器轻载效率的一种可行的方法。