谈谈滤除这些特定的尖峰瞬态事件的主要考虑因素

由于多种不同的原因，可能需要在电流检测放大器 (CSA) 的输入或输出端进行滤波。今天，我们将重点谈谈在使用真正小的分流电阻（在1 mΩ 以下）时，用 NCS21xR 和 NCS199AxR 电流检测放大器实现滤波电路。低于1 mΩ 的分流电阻具有并联电感，在电流检测线上会引起尖峰瞬态事件，从而使 CSA 前端过载。我们来谈谈滤除这些特定的尖峰瞬态事件的主要考虑因素。

在某些应用中，被测量的电流可能具有固有噪声。在有噪声信号的情况下，电流检测放大器输出后的滤波通常更简单，特别是当放大器输出连接到高阻抗电路时。放大器输出节点在为滤波器选择组件时提供了最大的自由度，并且实现起来非常简单，尽管它可能需要后续的缓冲。

当分流电阻值减小时，并联电感对频率响应有显著影响。在小于1 mΩ 的情况下，并联电感产生传递函数中的零点，通常导致在100 kHz 的低频率下产生拐角频率。这种电感增加了电流检测线路上高频尖峰瞬态事件的幅值，从而使任何并联电流检测集成电路 (IC) 的前端过载。这个问题必须通过在放大器输入端进行滤波来解决。请注意，无论制造商如何声称，所有电流检测 IC 都容易受到此问题的影响。即使尖峰频率高于器件的额定带宽，也需要在器件的输入端进行滤波以解决此问题。

其他应用，如 DC-DC 转换器和电源应用也可能需要在电流检测放大器的输入端进行滤波。图1所示为建议的输入滤波原理图。

图1.输入滤波补偿小于1 mΩ的分流电阻的并联电感，以及任何应用中的高频噪声

由于滤波电阻的增加电阻和它们之间的相关电阻失配会对增益、共模抑制比 (CMRR) 和 VOS 产生不利影响，所以输入滤波是复杂的。对 VOS 的影响部分还归咎于输入偏置电流。因此，输入电阻值应限制在10 Ω 以下。至少，选择电容器以精确地匹配分流电阻器及其电感的时间常数；或者，选择电容器以提供低于该点的极点。

使输入滤波器时间常数等于或大于并联电阻及其电感时间常数：

这简化为基于使用10 Ω 电阻来确定每个 RFILT 的 CFILT 值：

如果主要目的是滤除高频噪声，则应将电容器增加至提供所需滤波的值。

例如，100 kHz 的滤波频率需要一个80 nF 电容。该电容器可以有一个低额定电压值，但应具有良好的高频特性。所需的电容器值可通过下面的公式计算：

瞬态抑制

在瞬态共模电压大于30伏特 (V) 的应用中，需要瞬态抑制电路。有关如何设计瞬态抑制电路的详细信息，请参阅 NCS21xR 数据表中的基本连接应用注释。

滤波并不总是必需的，具有最小的动态变化电流的电池供电的直流电路将是一个例子。大的、复杂的系统可能有高速变化的供电电流或电压 (例如服务器、计算机)，往往需要滤波以提供干净的信号，以进行电流控制、测量和分析。

关于安森美半导体的电流检测放大器的更多信息，请访问我们的网站：

• NCS21xR

▫NCS210R,NCV210R,NCS211R,NCV211R,NCS213R,NCV213R,NCS214R,NCV214R

• NCS199AxR

▫NCS199A1R,NCS199A2R,NCS199A3R