一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：

3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

图4 反激变换器

对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。 如图 4（b）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

图9 RCD 钳位吸收

CClamp 由下式决定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比较合理的：

3 仿真验证计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩短开发周期。 本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015 控制原理类似），搭建反激变换器。其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。 仿真测试条件：低压输入（90VAC，双路满载） 1.原理图

图17 仿真原理图

2. 瞬态信号时域分析

4 PCB 设计指导1. PCB layout—大电流环路 大电流环路包围的面积应极可能小，走线要宽。

5. PCB layout—实例

6、总结本文详细介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB 设计时应当注意的事项，并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时，在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作条件下的功率级传递函数。附录：峰值电流模式功率级小信号对CCM 模式反激，其控制到输出的传函为：