高保真音箱分频器的设计,Crossover Network design

高保真音箱分频器的设计,Crossover Network design

关键字：分频器设计

分频器英文为Crossover Network，直译应为“交叠网络”，中文已经约定俗成的译为分频器了。但我先前曾撰文提出异议，实际上，译为“分频器”对于实用来说并不是很贴切，或许“合频器”或“合成器”会更加贴切，当然分频器这种译法已经家喻户晓，已无可能改变。

为什么应该叫“合频器”而不是“分频器”呢？主要是由于虽然从电路上来看，是由高低过滤器构成似乎是起把高低频分开并分而治之的功能，但从本质上考究的话，其功能是把高低音（或者再加中音）单元有机地结合在一起，重放整个声频频带。（这也是由于目前尚无可能用一个单元很好地重放整个20-20K声频频带的条件下，不得已而为之的办法）？

虽然“分频器”还是“合频器”只是一个名词，但关键是要点明其真正的功用。几年来由于“分频器”这个叫法，使得大多数人自然而然地将“分频器”的功用，理解为把高低频分开，而体会不到其本质的功能是将高低单元结合为一体，从而导致对于低阶分频还是高阶分频好这个问题长时间的纠缠不清。

笔者先前提出的阴阳调和的观点，在哲学的层面上分析了分频器的功用，也即：高低音单元好似阴阳对立统一的关系一样。有其对立的一面，而通过分频器又有机地统一为一个整体，合二为一，而分频器的功能就是分而治之，达到阴阳交融之目的，故从其目的来说，“合成器”或“合频器”反而会更贴切。

开宗明义地谈了以上这么一大段哲学，和分频器的功用，并不是无谓地空谈，而在于明白了分频器的本质以后，就可以很好地掌握分频器整体设计这个关键。

分频器的整体设计是指高低音滤波器的分频点与阶数的选取，首先综合考虑高低音单元的幅频承受功率与失真度以及指向性来选取分频点。一般原则是首先考虑高音，选取分频点以三倍或四倍于的高音单元的谐振频率为佳，这样可以有效地避免高音单元过载，声音“发破”甚至烧坏高音。并且，选取的分频点越高，采用低阶高通分频的可行性越大。

其次考虑低音单元，一定要选取在幅频响应的平坦区内，一般情况下，幅频响应开始下降的频段意味着分割振动等不良因素开始作用，失真度等也会较大，一般以留有一定的平直频段为佳。

除了根据单元选取以外，决定分频点还有一个原则就是均衡原则，选取分频点不可使某一单元的负担相对太重，比如两分频的话，如选分频点在5KHz的话，则高音仅承担5-20KHz，二个倍频程，而低音单元以50Hz起计就有六个多倍频程，这样低音单元负担过重，并且互调失真会明显加大，一般来说，两分频时分频在3K左右，高音单元较差时取3.2-3.5，高音单元质量好，谐振频率低时可以取到2K附近。

对于三分频来讲选取分频点是非常考究的。其中一个重要原则是：两个分频点之间的距离足够大，高档音箱一般取10倍为宜，如300与3K、500与5K，这是为了避免两个分频点互相干扰打架，一般性的音箱也至少建议5倍以上。

笔者是主张低阶设计的，但不一定是越低阶越好，前面已经讲过是以分而治之的手段，达致阴阳融合之目的。分而治之就是把高低音单元的互相不协调的部分和缺点去掉，保留各自的优点，以达到互补融合之目的。所以说最理想的是找到两个单元，可以不用分频器（零阶分频器），而能互补调合，当然这在实际上是不太可能的，实际中只可能根据所选取的单元取较低阶的分频器，具体讲，首先是依据所选取高低音单元选取一个合适的分频点，一般在2-4KHz之间，然后根据低音单元在分频点以上部分的频响曲线，相位响应，失真度等来决定低音滤波器的阶数。如果分频点以上频段响应较差、不平坦、失真度过大的话，就需要用二阶或三阶滤波以将影响尽量降低，如果分频点以上该段频响很好的话，就尽量用一阶，以达到高低音阴阳调合的最佳效果。

高通滤波主要考虑高音单元的谐振频率，幅频响应特性，功率承受，失真度等问题。如果谐振频率低于分频点两个倍频程以上，而高音单元的功率承受与失真度特性都较好时，优选一阶滤波，否则只能选用二阶滤波三阶滤波，单元越差，阶数越高。

以上只是大致定了一个范围，并且是高低音孤立地分析的，考虑到要使得整个音箱的相频响应的平直，不能不考虑相位设计，也即通过实测高低音单元的相频响应，以分频频率处两者的相位差，来进一步决定高低滤波的最终阶数，和高音单元的接法（反相亦或同相），实际上讲穿了就是一句话，目的就是使高低音单元间在分频点处的相位差为0º或180º。这样高音单元同相接法（对应于0º），或反相接法（对应于180º），即可达致分频点处相频曲线的平直。而滤波器的所引起的相移可视为±ｎ（π／２），其中n是滤波器的阶数，而低通取正，高通取负。当然这只是一个粗略的概念，实际上由于单元的阻抗的复杂性，上述的±ｎ（π／２）并不是准确的数值，必须根据实测的相频响应为准。

根据以上原则确定了分频点与各个滤波器的阶数以后，就可以进一步设计各个滤波器的组成了，以下公式可供参考。

上述公式仅供参考，实际使用中需要根据单元的特性以及单元相互间的水平及垂直距离而调整。根据前文已经提到，由于要考虑到相位设计，以及考虑到分频点附近幅频响应曲线的上升或下降，并不是一定是高低通用同阶滤波器的。

并且即使用同阶的高低通滤波，也要根据需要进行灵活的调整。以二阶分频来说，即使单元的相频响应、幅频响应极佳，不需要考虑的话，也需要根据经验对上述公式进行适当的修正，要修正高低通滤波的交叠点，比如巴特沃斯分频点。如果不考虑单元本身的特性，那么按公式计算出来的是-3dB点高低通交叠。而目前国际通行的做法是采用-6dB交叠的，也即把低通滤波的频率移低1.3倍，这样前述之公式变为：

对于二阶的其它分频器也存在这个问题，并且Q值越高移动越大，对L-R分频器，可以不移，相当于1，对

于Bessel分频器此值为1.1，而Butterworth分频器，此值是1.3，而对于Q=1的Chebychev分频器来说此值为1.5。

分频器的设计还包括单元的阻抗补偿，以及各单元灵敏度不同而加入的衰减网络等。

首先谈阻抗补偿，这包含两个方面，一是由于音圈电感影响造成喇叭阻抗随频率上升，为了保证滤波器足够的衰减斜率而对音圈电感用RC电路补偿，另一是由于高低音单元在谐振频率处有一个阻抗峰值。

其中以音圈电感的补偿较为常见，其电路如图。

其中R、C值由下式确定：

其中Zmin为喇叭阻抗的最低点，Rdc为喇叭的直流电阻，Lv为喇叭的音圈电感，单位为亨利。

喇叭阻抗谐振峰补偿电路如图所示，其中：

 

式中：fs为喇叭谐振频率，Re为喇叭的直流电阻，

Qes、Qms分别为喇叭的电Q值或力学Q值。

以上两种补偿，以电感补偿较为多见，主要用于低音单元的阻抗补偿，但是目前也常见到无补偿的设计。我个人认为，如果音圈电感不是很大，换言之单元的阻抗上升不是很陡的话，是完全可以不用补偿的，否则还是补偿一下较好，因为不仅可以减小分频低通滤波器中电感的大小，并且获得较为理想的滚降曲线，而且补偿后单元（以及音箱）的阻抗曲线会较为平坦，对于和功放的配搭也是有好处的，可以改善功放的控制力。

而单元的阻抗峰值补偿较为少见，仅见于一些中高音球顶单元，并且一般也仅在单元的谐振频率太接近于分频点的情况下，不得已而用之。

但是这里想提醒读者一点，上述的阻抗补偿可用可不用时少用，并且永远记着一个原则，补偿宁少勿过，永远不要补偿过度使得单元阻抗曲线的任何部分低于未补偿时的最低点Zmin。

其次谈一下高音（或者中音）单元灵敏度衰减网络。一般选用单元时，各个单元灵敏度无可能完全一样，设计师总是选用单元按高音单元灵敏度高于低音单元的原则。这一方面是因为这样有利于保护高音不易功率过载而烧坏；另一方面更重要的原则是衰减高音较易，而衰减低音则会严重影响将来功放对音箱的控制力的。

衰减高音通常有两种作法，一种是串联单个电阻，另一种是采用L型双电阻网络。如图：

单个电阻衰减较为少用，一般仅见于衰减较小，仅用一个一欧姆左右的情况,大多数情况下都是选用双电阻L型网络。原因有二，一是单电阻衰减会增加阻抗，对于设计分频器以及对于功放控制都不利。其二是由于单电阻衰减的衰减量对于单元阻抗的变化比较敏感，会造成对于高音单元频响曲线较大的影响，以及会使得高音单元阻抗值的不一致带来音质较大的差别。对于批量生产时品质控制不利。

对于第二点举以下例作一说明。假如一单元的阻抗曲线为8Ω（2KHz）直线上升到16Ω（20KHz），而其幅频响应为平直的90dB，如2KHz衰减3dB时，单个电阻 3.3W

L型网络 R2=19.3W、R1=2.344W

以上两种衰减到20K时变为：1.63dB、2.05dB

可见L型网络对于单元阻抗变化的适应能力能力较强，再考虑到其功放控制力的优点，所以L型衰减网络成为通用的优选网络。

计算L型衰减网络的公式如下：

式中：Z为单元的阻抗

A为需要衰减的dB数（A=3意谓衰减3dB）

调试分频器是必不可少的，一般是先设计然后测试，再调整再测试，最后再听音并进行最后的微调。但也可能听音过后推倒重来，这主要是因为设计分频器的变化因素太多。如单元的幅频响应，失真度特性，指向性，阻抗特性，单元间声中心的水平距离，以及垂直距离等等。

目前国际上先进的方法是采用计算机辅助设计即CAD，或计算机辅助工程CAE。目前国际最著名的计算机辅助设计声学软件当属LEAP，但其售价颇昂，在此我向大家推荐另一价廉物美的软件LspCAD，售价仅2000元，但却颇为实用。关于计算机辅助测试与计算机辅助设计稍后会有专文论述。