慢恢复的二极管不能使用在开关电源当中了吗?

由于开关电源始终处在打开和关闭的循环，这就要求开关电源中的器件有较高的强度和较短的反应时间。

通常来说，开关电源的工作效率在几十Khz到上百Khz之间。为了能够满足频繁的开关模式，开关电源当中的整流管对Trr时间有严格的要求，理论上，不能使用一般的二极管，而是要使用超快恢复的肖特基二极管。

如果是这样的话，慢恢复的二极管就不能使用在开关电源当中了吗?事实上，开关电源中合理的使用慢恢复二极管将会得到意外的惊喜。下面将以两个实例的分析来说明。

下面就和网友分享一下两个工作中的实例：

慢恢复工频整流管1N4007用于主控IC供电绕组整流，解决多绕组系统，偏置电压偏高问题。

使用某IC做5路输出DVB电源，批量生产过程中，发现不良率较高，症状为电源不工作或打嗝。去到工厂实测发现IC的供电电压偏高，IC过压保护机制触发。

大家都知道，多路输出电源，要做到很好的交叉调整率是相当考验变压器设计功底的，偏置供电绕组电压偏高再所难免。客户已经批量生产了1W多套电源，重新设计变压器显然不是很好的解决方案。

整流二极管串联的电阻加大其作用也是有限的，毕竟其主要作用在滤除尖峰电压，而引起IC保护的是偏置绕组电压偏高。这个时候慢整流管的魅力就体现出来了。最终的解决方案就是将客户原方案中的快恢复二极管HER107换为1N4007，问题得到完美解决。具体见图1：

图1

有的人可能会问，慢管用在这里会不会有什么安全隐患，合适吗?

确实，开关电源整流管是不能用慢管的，但是这里确实合适的。因为IC供电电流基本在mA级别，负载不大，所以用慢管也不会有问题。

Flyback中RCD吸收电路使用慢管1N4007，解决主开关上的漏感尖峰电压应力及EMI辐射问题。

图2

常见的RCD吸收电路结构如图2(D1一般用快恢复二极管)。

如果变压器设计不合理，漏感大的话，开关管管断时，漏感电压较大，振荡时间较长，导致MOS电压应力比较大，EMI辐射超标。

图3

图3是D1使用快恢复二极管UF4007的实测波形。

黄线为RCD中C1的波形，粉色为开关管漏极波形，蓝色为R1的电压波形。显然漏极振荡时间较久，峰值较高。如果把D1换为工频整流管1N4007会怎样呢?

下面便是1N4007的表现：

图4

很明显，漏极振荡被完美抑制，峰值也大大减小，从而减低MOS的电压应力，以及大大改善EMI。

细心的朋友会发现，R1的电压峰值变大。这是为什么呢?因为1N4007反向恢复时间较长，所以C1的电会回流造成的。

有文献指出真是这能量回流，减低R2的损耗，会提高电源的效率，但是经过实测并未发现效率上有改善，所以这里持保留意见。

不够能量回流倒是实实在在存在的，理论分析和实测结果都已显示。也正是这个原因，会导致1N4007发热量会比较大，所以此方案适用于小功率Flyback，大功率不建议使用。

如果设计中，遇到MOS电压应力比较大并且EMI总超标，不妨试试此方案。

虽然在日常的开关电源设计当中，并不推荐使用反应较慢的二极管，但这并不意味着它在设计中毫无用处。这类二极管反而能够解决一些比较棘手的问题。所以在学习和设计中遇到问题时，不如换一种方式来思考，也许问题就迎刃而解了。