降压转换器的设计原则与注意事项

降压转换器是高效的自调节电源。正确理解和设计后，它们可以提供低损耗电流源来驱动LED阵列。

降压转换器是最常见且常用的开关电源（SMPS）拓扑之一。由于其主要特性，该拓扑结构也称为下变频器：输出电压始终低于输入电压。降压转换器可以非常高效（IC容易高达95％）和自我调节，这使得它可以用于将笔记本电脑中的12 V至24 V典型电池电压转换为所需的几伏电压。处理器。这种拓扑结构不仅可用于转换电压，还可用作电流源，具体取决于控制方法。

本文讨论设计降压转换器时的一般原则和注意事项，尤其是降压转换器。具有谷值检测的边界传导模式的LED。它包括关于损失和关键部件计算的部分。本文可用于设计具有多个恩智浦LED驱动器IC的降压转换器，例如SSL1523，SSL1623，SSL2101，SSL2102和UBA 3070.未讨论可调光性和电源可调性，因为这些特定于每个IC解决方案。

操作原理显示了一个转换器周期内电压和电流的流动方式。它还简要概述了CCM和BCM/DCM模式之间的权衡。

关键组件设计过程提供了有关如何设计关键组件（如电感值）的信息。它描述了使用谷值检测的BCM时峰值电流的计算结果。

功率计算使设计人员能够深入了解转换器中的损耗机制，以及它们的选择如何影响效率

电流容差和稳定性讨论了这两个问题。

操作原理

降压转换器的操作相对简单，有一个电感和两个控制电感输入电流的开关。它在将电感器连接到电源电压以在电感器中存储能量以及将电感器放电到负载之间交替。图1显示了降压转换器的简化应用图，该转换器连接到电源和负载。为了基本了解应用，可以将VI和Vo视为DC。在实际应用中，MOSFET或双极晶体管取代了S1，二极管取代了S2。

图1：基本配置电路。

电路由开关状态定义。有两个开关有四种模式，但并非所有模式都适用。模式1和2是最重要的，并且几乎总是存在，而模式3仅存在于不连续传导模式（DCM）中。必须防止模式4，因为这会使电源短路。模式1至3中的开关状态显示在表1中。

ModeS1S2Duration1OnOffδ1xT2OffOnδ2xT3OffOffδ3xT

表1：可能的工作模式下面简要说明降压转换器的操作。图2显示了前两种模式的等效电路图。还显示了一个完整开关周期的简化波形。

在时间δ1×T（模式1）期间，开关S1接通，电流开始流过电感器L.此时开关S1断开，次级开关S2闭合，电流开始流向输出。在开关S2的导通时间期间，电感器中的能量减小。当通过开关S2的电流减小到零时进入δ3。刚刚描述的操作模式称为不连续传导模式（DCM）。当时间δ3×T变为零时，达到DCM和连续传导模式（CCM）之间的边界。这称为边界传导模式（BCM）。

图2：降压波形 - 不连续导通模式。

开关S2通常由二极管代替。必须确保当通过电感器的电流为零时才进入模式3。如果两个开关在仍有电流流过电感器时打开，则电流将尝试寻找另一个路径，结果将产生非常高的电压峰值。该峰值可能会损坏开关或电感。使用合适的二极管可以防止这种情况。

连续模式和非连续模式降压解决方案都很常见，每种解决方案都有以下特定的优点和缺点：

CCM转换器输入和输出较少电流纹波比不连续模式版本，因此它需要更少的额外滤波。

CCM转换器具有较低的磁芯损耗，因为使用较少的BH曲线。然而，它必须具有与电流纹波成反比的电感值，这导致更大的磁芯和更多的绕组。这可以抵消较低的磁芯损耗，并导致更多的线损。

CCM转换器不能调节到低电流值;控制余量由电流纹波决定。

当S1导通时，DCM转换器没有硬电流切换，因此可以使用仅针对低关断损耗进行优化的切换方法。/li》

DCM转换器充分利用磁能储存，因此可以使用更小的电感器。

此列表说明，不连续模式是小型，最有效的解决方案 - 因子，可调光SSL解决方案。

BCM转换器具有更多优势，因为不连续模式具有不使用电感的死区时间。它具有最小的尺寸，最低的开关损耗和完全的调光性。然而，输入和输出的纹波电流更高，因此需要更多的缓冲和滤波来降低这一点并达到FCC15和IEC55015等电源传导发射标准。

关键部件设计程序

本节指南您可以通过设计用于SSL应用的边界导通模式降压转换器的过程。

输出电流与峰值电流的关系

图3显示了驱动一串LED的典型最小降压应用电路。设计这样的启动参数电路是所需的LED电流和LED电压。假设转换器完全在边界导通模式下工作，输出电流和电感峰值电流之间的关系很简单：

因为使用相同的电感（原理图中为L3）进行充电和放电能量，δ1和δ2之间存在直接依赖关系，LED正向电压和输入电压：

图3：典型降压应用。

备注：

在图2中，LED组件连接在L3上方。这是为了防止LED具有等于漏极电压的电压变化。由于LED组件尺寸较大，具有延长的导线和散热器，因此它与周围环境具有相当大的电容耦合。这种电容耦合会对效率和EMC产生破坏性影响。

电感尺寸测量

由于行程时间之和与转换器频率之间存在直接关系，因此当转换器频率为选择：

示例：f = 100kHz，Iled = 700mA，VI = 200V，VO = 100V.Ipeak = 1.4A，δ1= 50％，L3 =357μH。 t1 =5μs，t2 =5μs

和：f = 100kHz，Iled = 700mA，VI = 200V，VO = 10V。 Ipeak = 1.4A，δ1= 5％，δ2= 95％，L3 =67.8μH，t1 =0.5μs，t2 =9.5μs。

谷值检测

下一个转换器周期可以在t2结束后立即开始转换器电流已达到零，但在这样做时，开关将再次接通，并在其上施加相当大的电压。电源和开关上有一定量的电容，由几个元件组成：

电感的并联电容

自由轮的反向充电二极管

开关的漏极 - 栅极电容。

当放电此电容时，存储的能量在开关中消散：

示例：f = 100 kHz，Vsw = 200 V，Cp = 100 pF。 Psw = 200 mW。

因此，开关会升温，效率会下降。为了克服这个问题，我们建立了一个NXP转换器独有的功能。此功能称为谷检测。这是一种特殊电路，可以检测开关漏极电压何时达到最低值。然后开始下一个循环。因此，开关损耗可能会显着降低。但是，还有另一个影响。引入时间（t3），其中电感器中几乎没有电流流动。此时间将持续共振频率的一半时间：

示例：Lp = L3 =357μH，Cp = 100 pF，tvalley =0.594μs。

最有效，必须满足两个条件：

激励电压（= VO）必须接近输入电压的一半。

LpCp组合必须处于衰减状态。

Rser = LpCp电路内的串联阻尼电阻，由线圈电阻和磁损耗组成。例如：VI = 200 V，VO = 100 V = 0.5VI，OK。 Rser = 1，Cp = 100pF，L3 =357μH。 -1.43 x 10 ^ - 13 《《 0. OK。

图4：谷检测波形。但是，为了达到相同的LED电流，峰值必须可以调整，这反过来会改变转换器的频率。朝向输出的平均电流由公式9，公式10，公式11和公式12给出：

将公式9，公式10，公式11和公式12组合成公式13：

当写出时，这给出了公式14：

这个二阶函数可以用ABC公式求解：

例如：φ= 1，a = 0.714×10 -3 ; b = -1×10 -3 ，c = -83.1×10 -6 ，Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs，t2 =5.28μs，t3 = 0.594 μs，f‘= 89.6 kHz。

峰值电流限制

在示例原理图中，电阻R5限制峰值电流。当此电阻上的电压电平达到阈值时，周期将停止，开关将停止导通。该阈值可用于控制峰值电流。使用峰值电流控制，LED电流是BCM模式下峰值电流的一半。此外，此检测的容差与LED电流的容差成比例。如果我们调用阈值电平Vocp，则可以使用公式19：

示例：Ipeak = 1.48 A，Vocp = 0.52 V，R5 =0.35Ω

纹波电流计算《 br》组件C5过滤通过LED的电流，因此该电流将接近通过电感器的平均电流。剩余的改变称为纹波，可以表示为所示平均电流的百分比。如果电流波形是对称的，这将是降压转换器的情况，平均值将是最大和最小电流之和的一半。下一个公式给出了纹波电流的近似结果：

在上面的公式中，Rdyn是LED串在额定平均电流下的差分电阻。通过获取相应LED的UI图的正切来导出该值。这不是工作时电压和电流之间的分配。

示例：10个LED串联使用，电流为100 mA。每个LED的动态电阻为1Ω，因此总动态电阻为10Ω。在5％的纹波和100 kHz的频率下，C5将为3.18μF。

或者：在1A处使用一个LED。它的动态电阻为0.1Ω。在1％的纹波和100 kHz的频率下，C5将为1.6 mF。

此公式中计算的值旨在过滤由转换器操作引起的纹波电流。该值不用于过滤由于输入电压波动引起的电流变化。通常，输入电压纹波，特别是在对50 Hz至60 Hz电源电压进行整流和缓冲时，其幅度不允许线性近似，如前面的公式中所使用的那样。对于电源缓冲计算，使用公式21：

其中：Ptot =引脚+ IC损耗。

电感设计参数

在降压转换器设计中，主电感L3质量的重要性经常被低估。为了实现高效解决方案，不仅电感值，而且欧姆损耗，饱和电流，接近损耗，磁芯损耗，寄生电容和杂散磁场都很重要。不了解功能并实现优化组件将导致性能低下或不切实际的设计。接下来的几节给出了一些指导。

图5：谷检测波形。

对于核心材料，每个制造商都有另一个代码。对于50 kHz和200 kHz之间的应用，建议使用3F3（Ferroxcube），N87（Epcos）或TP4（TDG）。选择在工作温度下具有最佳损耗的材料。不适合转换器有效频率的磁芯材料会产生很高的磁芯损耗。

AspectPot Core; RM CoreDouble slab coreE coreEc; ETD CoresPQ CoreEP CoreToroidcore costshighhighlowmediumhighmediumvery lowbobbin costslowlowlowmediumhighhighnonewinding costslowlowlowlowlowlowhighwinding flexibilitygoodgoodexcellentexcellentgoodgoodfairassemblysimplesimplesimplemediumsimplesimplenonemouting flexibilitygoodgoodgoodfairfairgoodgoodheat dissipationpoorgoodexcellentgoodgoodpoorgoodshieldingexcellentgoodpoorpoorfairexcellentgood结果，表2：铁氧体磁芯比较几何考虑结果，核心类型的选择结果，核心几何取决于几个因素，例如成本，灵活性，屏蔽和利用系数。芯可以具有内芯，其形成圆形或方形卷绕形状。杂散电感可随芯形而变化。磁芯尺寸由电感器中的最大存储能量以及所需的气隙决定。具有大气隙的核心可以比具有小气隙的核心存储更多能量。实际上，对于不连续模式转换器，当磁芯损耗和绕组损耗（接近和皮肤损耗）平衡时，可以达到最佳设计。必须在高可存储能量水平，低漏电感和电感的小容差之间进行折衷。使用公式22，可以计算存储在电感中的最大能量。

示例：核心类型：L3 =357μH，Ip = 1.48 A. E = 0.39 x 10 -3 J.

表3显示了可应用的RM核心类型：

Core typeMaterialAg（μM）Ue（N/A2）Le（mm）Al（nH）Ae（mm2）RM43H3-A10016015420.910011.0RM4/I3F3-A16011021528.316013.8RM53H3-A25011020121.225021.2RM5/I3F3-A25013018623.125024.8RM6S3H3-A31512022126。 831531.4RM7/I3F3-A25024013530.025044.1RM83H3-A6309034235.663052.0RM10/I3H3-A100011036744.6100096.6

表3：磁芯选择器

计算绕组

磁芯通常在磁芯材料的数据表中指定。它涉及所选核心上单圈的归纳值。使用此图并了解电感，绕组数的计算非常简单，如公式23所示：

示例：磁芯类型：RM8 3H3-A630，Al = 630 nH，L3 =357μH，N = 24

通过将计算值四舍五入到其最接近的整数，可以获得Np的实际值。作为双重检查，最大磁场B场由磁性材料确定。还要注意，运行期间达到的B场峰值对核心损失有很大影响。我们不会进一步讨论这些损失，但根据经验，磁性材料中的B场应保持低于材料的指定Bmax。可以使用等式24估计B场：

示例：核心类型RM8 3H3-A630。 N = 24，Ip = 1.48，ue = 342，le = 35.6，Bmax = 342 x 24 x 1.48/35.6 = 338 mT。

辅助绕组数

辅助绕组可用于两个目的。首先，它可以感应电感器的退磁，其次，它可以产生所需的电压来为控制器供电。如果仅产生用于去磁的绕组，则电压可以比使用绕组产生Vcc时小得多。这会影响绕组比。对于退磁检测，负电压和正电压都应大于阈值电平。对于使用单个二极管整流器的Vcc生成，最有效的是取δ1和δ2的最长时间并相应地确定绕组的尺寸。对于区间δ2，公式25适用：

示例：在Vo（min）= 100 V时，Nl3 = 24，Vaux = 14 V.Naux = 3.36舍入到4.

请注意，辅助绕组上的电压应始终高于IC所要求的最小Vcc电压。电感和整流二极管之间存在电压损失，并且由于放电，Vcc上存在纹波。必须考虑所有这些因素。辅助绕组上的电压与转换器输出电压之间存在直接关系。输出电压取决于所连LED的正向电压之和，因此应将最小Vf作为检查辅助绕组上是否有足够电压的起点。

选择导线直径

导线直径选择是可用绕组面积，欧姆损耗，接近损耗和皮肤损耗之间的权衡。根据经验，当在200 kHz以下的工作频率下使用直径小于0.6 mm的电线时，皮肤损失可以忽略不计。直径大于0.6 mm时，建议使用Litze线或多股线。可以使用公式26计算趋肤深度：

其中：uo = 0.4×pi×10 -6 ，ρ=电阻率= 17 X 10 -9 （铜）。 Ur（铜）= 1.

示例：在100 kHz正弦电流下，使用铜线，趋肤深度为0.21 mm。

有效频率与转换器频率不对应，而是与所应用的谐波对应波形。对于三角波电流，可以使用傅里叶分析来减去波形的幅度和频率。系数的幅度取决于δ1和δ2之间的比率，如表4所示。

Ratio1st2nd3rd4thththththththth.050.3340.1650.1080.0780.600.0480.0390.20.3720.1510.0670.02300.0100.0030.50.40500.04500.01600.008

表4：谐波幅度系数。

更高的转换器比率还将提供更高的次谐波，以及变压器中增加的磁芯和接近损耗。必须对这些谐波进行滤波才能符合EMC要求，因此需要更多或更好的输入和输出滤波。欧姆损耗取决于导线中的峰值电流。可以通过简单地计算导线电阻和计算导线中的平均功耗来估算它们。作为近似值，电流密度应在300至500CM（圆形磨）/安培之间。表5显示了相对于电流的导线尺寸：

Dia（mm）最近的AWGArea（mm2）面积（cm）DC Res。欧姆/典型电流（安培）0.1380.008152.1950.040.2320.031620.5490.150.25300.049970.3510.240.315280.0781540.2210.380.355270.0991950.1740.490.4260.1262480.1370.620.56230.2464860.0701.220.71210.3967810.0441.9516 x 0.2-0.5039920.0342.4837 x 0.2-1.16222940 .0155.7361 x 0.2-1.91637820.0099.45

表5：电线选择表。

Vcc生成尺寸

当辅助绕组也用于Vcc生成时，应考虑以下几个方面：

启动时，转换器不工作，因此辅助绕组中不会产生电压。应始终存在启动电路，在前几个周期内为Vcc提供足够的电流。

辅助绕组上的电压取决于输出电压，因此应该使用最坏情况来计算是否满足最小功率要求，以及耗散和电流值是否在限制范围内。

电压仅在循环的一部分期间出现。流向IC的Vcc的平均电流应足以驱动IC。因此，流过的峰值电流应该高于所需的平均电流。

实施例1：在Vaux = 14V，Icc = 2mA，12V，δ2= 46％。 V（R12）= 14-12- 0.7 = 1.3V，I（R12）= 2mA/0.46 = 4.34mA。 R12 = 1.3V/4.34mA =299Ω。向下舍入给出270Ω。 P（R12）= I 2 x Rxδ2= 2.4mW。实施例2：在Vaux = 18V，Icc = 2mA，12V，δ2= 4％。 （R12）= 18-12- 0.7 = 5.3V.I（R12）= 2mA/0.04 = 50mA。 R12 = 5.3V/50 mA =106Ω。向下舍入给出100Ω。 P（R12）= 10 mW。

如果电路是可调光的，则必须在最坏情况下重新计算。一些IC如SSL1523和SSL2101具有内部HV生成。如果有足够的漏极电压，IC可以提供自己的电源。请注意，较小的电流间隔和较大的容差会导致该电路的尺寸过大。它在串联电阻（R12），二极管（D4）和电感中产生更多损耗。裕量可能是必要的，以防止Vcc过电压的额外保护。为此目的，齐纳二极管（D6）包含在电路中。

图6：Vcc生成电路。

缓冲电容C6计算

当生成Vcc时，必须缓冲输入电流，以便提供连续和稳定的电压。 C6上的电压降应使Vcc不低于最小电压。公式27可应用于此最小电容值：

示例：在ΔV= 1.3 V时，Icc = 2 mA，Δt=6μs，C6将至少为9.23 nF。

在实践中，选择C6的值要高得多以降低噪声和与周围环境的电容耦合。 1μF和4.7μF之间是常见值。

退磁检测尺寸在几个恩智浦IC上，有一个退磁检测功能。这通常使用具有特定最小和最大阈值电压的引脚。对于NXP系列LED驱动器，此电平设置为+100 mV和-100 mV。还有一个负钳位和正钳位二极管，其阈值约为0.5 V.这些钳位二极管可以具有最大电流水平Idemag（max）。使用辅助绕组时，电流应限制在达到阈值电压且不超过最大电流的水平。例如：Vaux = 14 V，100μA -6 =140KΩ。

请注意，退磁检测取决于相位。绕组方向应与主电感相反，以便在低谷开始下一个周期。反转绕组将导致顶部检测切换。

功率计算

降压转换器的最终效率是设计的关键规格之一。需要考虑的一点是效率总是相对的。降压转换器的部分损耗，如IC Vcc产生，是固定的，取决于IC。由于固定损耗，效率往往随着输出功率的降低而下降。可变损失由许多因素组成，这些因素将在下一节中讨论。这些部分中的公式将使设计人员深入了解确定每个元件损耗的参数。

电阻开关耗散除了公式7的容性损耗外，开关中还存在欧姆损耗。决定这些损耗的主要参数是开关的电阻，表示为MOSFET开关的RDSon和峰值电流。存在瞬时峰值耗散和平均耗散：

在t1期间，总耗散将如公式29所示：

并且在整个时间段内，平均欧姆开关耗散将如公式30所示：

示例：f = 89.6 kHz，RDSon = 2.2 Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs。 P = 0.76 W.

备注：这些损耗的大小主要取决于开关的峰值电流和RDSon。

电容开关耗散

电容开关损耗已经讨论过了。重要的是要注意，这些损耗与峰值电流无关，因此也与LED电流无关。通过使用谷值检测和输入电压为输入电压的一半，可以避免这些容性开关损耗。

如果没有此选项，开关尺寸之间的平衡会导致较低的RDSon损耗和电容开关损耗。较大的开关将具有较低的RDSon，但具有较高的漏极电容。在这种情况下，必须选择最佳值：

对于下一个示例，Ipeak = 1.48 A，t1 =5.28μs，Vsw1 = 100 V，f = 89.6 kHz。

示例1：Iδ= 1.5 A ，RDSon = 5.5，C = 300pF，PRDSon = 1.9W，Pcsw = 0.13W，Ptot = 2.03W

实施例2：Ιδ= 3.5A，RDSon = 2.2，C = 550pF，PRDSon = 0.76W，Pcsw = 0.24 W，Ptot = 1 W

例3：Iδ= 13 A，RDSon = 0.42，C = 3.1 nF，PRDSon = 0.14 W，Pcsw = 1.39 W，Ptot = 1.53 W

备注：来自三上面的例子，例2具有最佳性能。

开关损耗除电容损耗外，还存在由于电流硬切换而发生的损耗。开关关闭时会发生这种情况。 IC和MOSFET的数据手册规定了FET闭合的开关斜率。在此期间，电流和电压重叠，并且这种重叠导致耗散。假设电流下降并且电压上升在固定时间“T”内是线性的，则可以计算耗散：

图7：开关损耗图。

示例：T = 100 nS，Io = 1.5 A，UT = 200 V，f = 88 kHz。 Peff = 0.44 W.

此耗散随切换时间而增加。当使用谷值检测时，这些损耗在接通时会降低，并且在关断时仍然存在。

续流二极管损耗

续流二极管有两种损耗机制：正向损耗和反向电荷损耗。可以使用时间与公式37和公式38中给出的电流和电压降来估算正向或导电损耗。

示例：f = 89.6 kHz，Iled = 0.7 A，t2 = 5.28μs，Vf = 0.7 V，VI = 200 V，Crev = 10 pF。

Pf = 230 mW，Prev = 18 mW。

使用肖特基二极管可以降低二极管的正向电压，但这些反向电压高于100 V时，通常很难获得二极管。另外，应注意不要超大二极管，因为这不会明显降低正向损耗，但反向电荷通常与二极管的最大电流直接相关。 。

电感器损耗

电感器有几种损耗机制。这些损耗的计算非常复杂，并且关于这些损耗对总电感器损耗的贡献方式存在很多争议。本节将简单说明电感器内的许多损耗机制。

欧姆损耗

电线长度和厚度的组合会导致欧姆损耗。电阻和损耗的计算可以从公式39和公式40得出：

示例：导线长度1m，直径0.56 mm。 ρCu= 17.2×10 -9 。 A =π×R 2 = 0.246×10 -6 。 Rdc =70mΩ。 Ip = 1.48 A. Pdc = 51 mW。

接近损耗

对于接近损耗，完整计算超出了本文的范围。然而，应该清楚的是，它们与趋肤深度和绕组数量密切相关（见图8）。

太多的半径接近或低于皮肤深度的电线层应该要避免。通常，接近损耗计算为直流线电阻的一个因素：Rac = n x Rdc。

保持低电阻损耗有助于降低接近损耗。这是CCM模式电感器的另一个缺点。为了获得更高的电感，需要更多的绕组，从而增加直流和交流电阻并抵消较低的磁芯损耗。

磁芯损耗

磁性材料的磁芯损耗由磁化曲线和频率决定。在每个转换器周期，芯材料中的磁场由磁通密度激发，产生与饱和水平和滞后高度非线性的曲线。由特定频率的B场强度变化所包围的表面积决定了损耗。更大的核心，更高的B场和更高的频率会增加这些损失。核心材料数据表显示给定频率下每单位体积的损失（见图9）。

图8：接近损耗图。

《 br》图9：BH曲线磁性材料。

计算磁芯损耗的简单经验公式称为Steinmetz方程，如公式41所示：

Kh和α取决于核心材料。通过包括方程波形的谐波可以改善该公式，如公式42所示：

在公式42中，D是占空比，Bmax是峰值磁通密度，“f”是基本频率，Vcore是核心容量。我们可以看到更高的频率，更高的磁通密度，更小的占空比和更大的体积都会增加磁芯损耗。更大的核心可能并不总能减少核心损失;如果B场已经很低，则由于磁通密度降低，体积的增加将抵消较低的损耗。例如：占空比为50％时，Kh = 0.05，f = 80（kHz），α= 1.8，Bmax = 100 mT，β= 3，Vcore = 2.4 cm3，损耗为0.05 x（160） 1.84 x（0.1） 3 x 3.58 x 2.4 《 sup》 -6 = 1.36 W.

检测电阻损耗

对于检测电阻损耗，可以应用公式30。 RDSon替换为检测电阻值。

示例：Ipeak = 1.48 A，Rsense = 0.5/1.49 =0.33Ω，Psense = 80 mW。

图10：降压转换器系统总损耗

当进行降压功率计算时，考虑每个单独损耗对总转换器效率的影响至关重要。为了说明这个方面，我们将采用具有设定电流，200 V输入电压的单个驱动器，并且我们将逐步改变输出电压。输入和输出电压之间的关系作为比率绘制在X轴上。将计算每种损耗机制，并绘制所得到的驱动器效率。

如图10所示，转换器效率开始以较低的比率下降。这不是由损失的过度增加引起的，而是由有用输出功率的相对减少引起的。一些损耗，如磁芯损耗和开关中的欧姆损耗，都会降低。续流二极管的正向损耗，容性开关损耗和硬开关引起的损耗都有所增加。这是有道理的，因为续流二极管的导通时间t2很大，并且开关上的电压降也很大。可以看出，非常低的电阻开关在大比率下会更有帮助，例如占50％至90％。低开关电容，续流二极管的低正向电压和快速切换在较小的比率下更有效，例如5％到20％。

电流容差和稳定性

电流容差

本质上，只有两个主要元件决定电流容差：检测电压的扩展和容差检测电阻。这可以从等式43得出：

示例：Vocp（min）= 0.48V.Vocp（avg）= 0.50Vocp（max）= 0.52V .Vocp =±4％。 ΔR6=±1％。 ΔIled=±5％。

Cp和Lp随谷值检测的变化可能会产生一些影响，但实际上受影响的时间远小于总循环时间。

例如：ΔLp= 10％ 。 δ3/T = 0.052。 ΔIled= 0.5xΔLpx0.05 = 0.25％。

图11：降压转换器损耗。

电流稳定性

对于采用峰值电流控制的降压，稳定性为很少有问题。因为电流是每个周期控制的，所以它本质上是稳定的。如果使用其他稳定电流的方法，例如电流镜检测，精度可能会增加，但必须计算环路响应。确定峰值电流控制响应的主要因素是输出电容C5。它必须充电和放电。在接通时，在任何电流流过LED并产生光之前，放电电容必须首先达到工作电压。此时间等于公式21的充电时间。

示例：在ΔV= 100 V，I = 700 mA，C6 =3.3μF时，Δt将至少为471μs。

关闭时，LED的二极管特性将发挥作用。而不是突然下降，将从标称电流开始呈指数下降的电流。 LED电流将慢慢褪色，直至看不到为止。实际上，这可能需要几秒钟。由于LED与续流二极管一起放置在自整流回路中，因此漏极侧的任何电容耦合或环路与AC电源的电感耦合将引起通过LED的电流。甚至可以看到例如100μA的小电流。如果连接到相位的大型未接地物体（如散热器）靠近LED，则可能会发生这种情况