关于APFC的秘密你知道哪些?

关于APFC是什么？DCM和CCM各自的特点？以及峰值电流控制和平均电流控制方法，网上或开关电源设计原理的书里都有相关的文章，在这里就不做讲解了，请见谅！

本篇文章讲解的是关于APFC的有点“冷”的小知识，不过如果你在面试欧美原厂时很有可能用的上噢，因为这些知识点背后代表着你是否对APFC是否有过深入的思考，话不多说，下面咱们就一个一个讲解。

第一个问题图1 BOOST APFC电感上并联了一个二极管D6，它有什么作用？

图1

答

1. D6旁路掉电感L1，可以更快地给后面的大电解电容CE1充电，使得启动时间加快

2.由于正常工作后APFC输出电压是大于AC输入端的电压的，所以D6在启动完成后就一直保持截止状态，故D6可以选择慢管，但是D5是一直处于高频的开关状态的，所以必须选择快恢复二极管；通常来说二极管的反向恢复速度与正向导通的峰值电流是相互牵制的，慢恢复的二极管能够承受的正向导通电流会大许多，所以较大的浪涌电流会通过D6，从而保护到了D5不至于有太大电流流过，防止D5过流烧坏

3.CE1的电容非常大，在开启瞬间几乎短路，这时如果AC输入端电压也处于相对较高的位置，那么流过电感L1的电流会累积的非常大，就算不饱和，电流也会很大，如果这时Q1突然导通工作，由于电感电流不会突变，所以电感L1会把之前积累的大电流一下子倾泻到Q1上，容易导致Q1过流烧坏。而D6可以把大电流旁路掉给CE1充电，所以保护了Q1。

4.在做浪涌雷击测试时，电感L1呈现高阻抗状态，能量会积累在薄膜电容CB上，电压高到一定程度就会击坏CB。而D6提供了一个低阻抗通路到CE1，让CE1帮助吸收了浪涌雷击的能量，增强了线路的抗压能力。

有人会说我的线路里面没有用到D6不是也没事吗？是的，如果功率小，CE1容量小的情况下是可以省去D6。但是功率大，CE1也大的情况下就不能省去D6了，它可以增强线路的可靠性。笔者做过的线路功率在400W以上，旁路二极管D6几乎是标配。

第二个问题你要是给一款定频的芯片设计人员建议，去改善APFC的效率，你有哪些想法？

答要提升效率，就得降低损耗，就得从损耗的分布角度去分析，请欣赏图2，图2是大致的效率曲线图，在轻载的时候开关损耗占主导，重载的时候导通损耗占主导。所以轻载的时候应该降低开关损耗，因为是定频的，所以没办法降低频率，剩下的只能是降低电压了，比如100Vac输入的时候，检测到某个特定的负载低于50%LOAD的时候，可以把输出电压从380V降至300V，这样就降低了开关损耗，同时减轻了MOS管的电压应力，类似于ZVS的功效，还对EMI有帮助。

重载的时候导通损耗占主导，当芯片检测的某个负载点的时候如75% LOAD时候把输出电压提升至380V，由于电压增高，功率一定的情况下电流就减小，也降低了导通损耗，最终提升了效率；通过上述降压升压策略就可以改善各个负载段的效率了，笔者的经验是可以提升1.5%~2%，同时还不额外的增加成本，真正的实现了加量不加价！穷人也可以用的上！

第三个问题BOOST APFC还会给后级的功率级如双管正激提供能量，现在的芯片大都会把APFC和双管正激功能二合为一在同一个芯片里，如何给芯片设计人员提供建议可以最大化减小BULK电容CE1？

答Bulk电容是给后级提供能量的，如果负载是一个恒定电流负载自然没有什么文章好作的。但现在是双管正激，那么就有学问了，因为双管正激也是PWM斩波的，只有在PWM ON的阶段才会从BULK电容上吸收能量；而BOOST的特点是当原边MOS导通时PFC电感储蓄能量，MOS关断的时候才向BULK电容提供能量；分析完两种拓扑的特点后，我们可以想象当后级的双管正激正从CE1吸收能量的时候，BOOST线路的MOS却在导通，不提供能量给CE1，这时CE1的电压会有大的下降；当双管正激不吸收能量了，BOOST MOS才关断，源源不断的向电容提供起能量了，CE1电压会有大的提升；就这样前后级之间的供需出现了错位，电容两端的电压大起大落，纹波电压必然很高，纹波电流也很大。请参照图3（因为双管正激是从buck衍生出来的，这里用buck代替双管正激），SW1关断的时候SW2也关断了，VIN和电感L1的能量同时给C1加载能量，电压会被充得很高，而此时负载端却是不耗电的。

如果把前后级的导通遵循某种合理的时序，让双管正激吸收能量的时候BOOST电感也正好向CE1提供能量，这样能量提供的是不是正好恰如其时呢？请参考图4

当SW1关断的时候SW2正好导通，VIN和电感L1的能量配合C1一起补给给负载。这样前级的PFC驱动和后级的双管正激的驱动交错开来，C1的电压也不会上升太多，也不会下降太多。笔者对比过两种控制策略的芯片在CE1上产生的纹波，在同样的测试条件：Vin=220Vac, Pin=75W,fsw=80KHZ，CPFC=50UF,LPFC=1.5mH

图3 CE1上的纹波是31.2V，而图4是14.4V，纹波对比见图5

图5

图4的控制策略相对图3好处总结如下：

1.可以使得450V Bulk电容容量下降20%，与之对应的成本也会下降

2.PWM在PFC提供能量的时候采取能量，增加了实时性，环路带宽增加

3.纹波电流减小，对应的电流损耗减小，效率提升（0.5%左右）

还是那句话，只是改变了芯片的控制策略就降低了系统端的成本，穷人的福音！

第四个问题为什么264V输入比90V输入功率因数低？

答以恒定开通时间和电感电流临界控制方式，使得电感平均电流近似成正弦波并跟随AC输入电压，从而实现PFC功能的控制策略为例（图6）

图6

但是上述电感电流波形只是个理想状态，实际上当264V输入时对应的峰值电压和BOOST PFC电压很接近，这就导致了PFC电感的消磁电流斜率很缓，消磁时间相对很长，见图7

图7

图7是单周期内的MOS驱动波形和电感电流波形，90V输入消磁时间段内PFC电感两端电压压差大，电流的下降斜率大，下降至0的时间Tdem1短；而264V输入消磁时间段内PFC电感两端电压压差小，电流下降斜率平缓，下降至0的时间Tdem2长。尤其当264V峰值电压附近的时候，电感电流消磁时间特别的长，导致不能很好的降到0，所以电流的包络线在264V峰值处并不规则，不能呈现完整的正弦波包络，而是有点突兀，见图8实测波形：

图8左边的波形蓝色部分是90V抓捕的电感电流波形，右边图形是264V抓捕的，可以发现264V顶部电流波形不太规则了，不能呈现完美的正弦波包络，所以PF值会差一些。同时264V输入时需要的平均电流小，乘法器增益小，电感电流在正弦电压为0V~10V这段电压范围内上升得不高，也容易导致不规则的包络出现，影响PF值。

综上所述，264V输入时是因为顶部电流和底部电流不太规则导致的PF值偏低。

第五个问题电压环负反馈芯片内部可以用运放或者跨导，你觉得用哪个更好？为什么？

答我们知道运放和跨导的共同特点是输入阻抗特别高，输出阻抗运放要低（输出的是电压源），跨导放大器输出阻抗高（输出的是电流源）图9

如果使用运放，反馈节点VFB信号阻抗就大，而输出信号Veao阻抗就小，加补偿的时候我们习惯于在Veao和VFB两个节点之间加R和C，我们知道信号都是有阻抗的，信号阻抗大的容易被信号阻抗小的影响或者说干扰，也就是VFB容易收到Veao影响，本来BOOST PFC电压环带宽窄，反应慢，VFB还受到Veao的影响，跟着反应变化就更慢了，所以说用运放电压环环路调节容易变慢。所以我们想办法将与VFB节点相连接的R和C要去掉，图10

所以这时跨导放大器就应运而生了！见图11。因为VFB节点没有像运放那样和Veao相互连接，而跨导的输出是对地作用产生电流，电流在对地的R和C上积分产生渐变的电压从而达到了调节的目的。所以VFB节点的变化相对运放要快许多，最终电压环的反应速度就会变快！变得faster!

好了，关于PFC的一些知识点介绍先到这里，感谢耐心观看。下次还会推出LLC的知识点，敬请期待！