数字通信系统人如何混合信号组件讲解

通信是关于将信息从A点移动到B点，但计算机革命从根本上改变了通信的本质。信息越来越多地以数字形式创建，操纵，存储和传输 - 甚至是基本模拟的信号。音频录制/回放，有线电话，无线电话，音频和视频广播 - 所有这些名义上的模拟通信媒体都采用或正在采用数字标准。负责提供有线和无线通信网络的实体面临着跟上数字通信流量呈指数级增长需求的巨大挑战。通信越来越多地将位从A点移动到B点。

数字通信包含各种各样的应用，具有完全不同的约束。传输介质可以是双绞铜线，同轴电缆，光纤电缆，或无线 - 通过任意数量的不同频带。对于在工厂车间通信的工业控制信号，压缩语音为32kbits / s，MPEG压缩视频为2Mb / s，SONET数据中继为155Mbps，传输速率范围为每秒几位。一些传输方案受到正式标准的约束，其他传输方案则是自由的或发展的。由这种多样性产生的丰富的设计和建筑替代品令人难以置信。数字通信主题是如此庞大，以至于无法在一堆书籍中藐视综合治疗。

通信术语和令人眼花缭乱的一系列首字母缩略词已经形成，这使得通信系统工程师有时很难和电路硬件设计师相互通信。对于其规格以频率和功率表示的系统，通常基于时域中的面向电压的规范来选择组件。我们在这里以及将来的文章中的目的是对一些基本原理进行相当非正式的概述，重点是跟踪组件性能和系统性能之间有时复杂的关系。

“通信视角”和分析工具集也为解决通常不被视为“通信”问题的问题做出了重大贡献。例如，该方法提供了对磁盘驱动器数据恢复问题中固有的一些速度/带宽限制的深入了解，其中从A到B的通道包括在磁介质中写入和读取数据 - 以及移动数据通过处理板上的高速总线。

香农定律 - 基本约束：一般来说，数字通信系统的目标是：

在指定频道

每秒移动尽可能多的数据

使用尽可能窄的带宽

使用最便宜，最低的 - 可用的功率，最小空间（等）设备。

系统设计人员在不同程度上关注这些尺寸。克劳德·香农（Claude Shannon）于1948年确立了数据传播速度的理论极限：

这意味着在给定时间内可通过给定信道传输的最大信息随信道带宽线性增加，噪声减少了在给定带宽内可有效传输的信息量，但具有对数灵敏度（噪声增加千倍可能导致最大信道容量减少十倍）。本质上，信息的“桶”具有两个维度：带宽和信噪比（SNR）。对于给定的容量要求，可以使用具有相对差的SNR的宽带宽信道，或者具有相对良好的SNR的窄带信道（图1）。在带宽充足的情况下，通常使用廉价，带宽需要的通信方案，因为它们往往对噪声和实现缺陷不敏感。然而，随着对数据通信容量的需求增加（例如，更多蜂窝电话），带宽变得越来越稀缺。大多数系统的趋势是更高的频谱效率，或每单位带宽的比特容量。根据Shannon定律，这表明转向具有更好SNR的系统以及对发送和接收硬件和软件的更高要求。

让我们检查带宽（时域/频域）和SNR（电压/功率域）的维度通过考虑一些例子，更接近一点。

PCM：一个简单（但很常见）的情况：考虑从位置发射机发送图2a所示的比特流的简单情况A到位置B的接收器（可以假设，传输是通过一对导线，尽管它可以是任何介质。）我们还假设发射器和接收器已同意要传输的电压电平和传输信号的时间。发送器在商定的时间发送“高”和“低”电压，对应于其比特流中的1和0。接收器在约定的时间应用判决元件（比较器）以区分发送的“高”和“低”，从而恢复发送的比特流。该方案称为脉冲编码调制（或PCM）。决策元素的应用通常被称为“切片”输入信号流，因为确定正在发送什么比特是基于在（切片）时间中的一个时刻的接收信号的值。为了在该线路上传输更多信息，发射机增加了更新其输出信号的速率，接收机相应地增加了它的“切片”速率。

这个简单的案例，对于已经有过数字电路设计入门课程的人来说很熟悉，它揭示了建立数字通信系统的几个重要因素。首先，发送器和接收器必须就要发送的“电平”达成一致：在这种情况下，什么电压构成发送的“1”，以及什么电压电平构成发送的“0”。这允许接收器为其决策元素选择正确的阈值;错误设置此阈值意味着传输的数据将无法恢复（图2b）。其次，发射器和接收器必须就传输频率达成一致;如果接收器以与发送比特不同的速率“切片”，则不能恢复正确的比特序列（2c）。事实上，正如我们稍后将看到的，必须就发射信号的频率和相位达成一致。

这些需要实施的难度有多大？在简化的世界中，可以假设发送的信号相当“忙”，没有长串的连续的1或0。然后可以将判决阈值设置为输入比特流的“平均”值，该值应该是发送的“1”和发送的“0”之间的某个值（如果1和0的密度相等，则在它们之间的中间值） 。）对于定时，可以使用锁相环，其中心频率接近商定的发射频率;它将“锁定”到发射信号，从而为我们提供准确的切片频率。此过程通常称为时钟恢复;发送信号的格式要求与锁相环的性能特性有关。图3显示了这个简化脉冲接收器的元素。

带宽限制：现实世界并不那么简单。要考虑的首要重要物理限制之一是传输信道具有有限的带宽。从发射器发送的尖锐方波脉冲将被低带宽信道“舍入”。此效果的严重程度是信道带宽的函数。 （图4）。在极端情况下，发送的信号永远不会达到逻辑“1”或“0”，并且发送的信息基本上丢失。查看此问题的另一种方法是考虑信道的脉冲响应。无限带宽信道传递未失真的脉冲（可能只有一个纯粹的时间延迟）。随着带宽开始减小，脉冲响应“扩散”。如果我们认为比特信号是脉冲流，则符号间干扰（ISI）开始出现;当一个脉冲的响应延伸到下一个脉冲时，脉冲开始相互干扰。在接收端接收到的电压不再是发送器在时间t 1 发送的比特的简单函数，而是还取决于前一个比特（在时间t 0 ）和以下位（在时间t 2 发送）。

图4说明了在带宽限制为一阶滞后（单个RC）的情况下，示波器连接到上述简单噪声通信系统中线路接收端的情况。 。示出了两种响应，实际接收的脉冲序列的一部分和在每个周期上触发的图，使得响应全部被覆盖。后者称为“眼睛”图，它结合了带宽和噪声的信息;如果“眼睛”对所有迹线都足够开放，则可以容易地将0与0区分开。在图4a的足够带宽情况下，可以看到明确的1s，0s和从1到0的急剧转换。随着带宽逐渐减小，（4b，4c，4d，4e），1s和0s开始向着相互增加，增加了时间和电压的不确定性。在带宽减小和/或噪声过大的情况下，这些比特相互渗透，使得难以区分1和0;据说“眼睛”是关闭（4e）。

正如人们所料，设计一个电路来恢复像4a这样的信号的比特要容易得多。从4d或4e。在限制级别的情况下（d，e），决策元素在阈值水平或时间上的任何错位都将是灾难性的，而宽带情况则相当容忍这种错误。根据经验，要以速率F S 发送脉冲流，将需要至少F S / 2的带宽来维持睁眼，并且通常将使用更宽的带宽。 超额带宽由实际带宽与F S / 2的比率定义。可用带宽通常受所使用的通信介质的限制（无论是2000英尺的双绞线，10英里的同轴电缆等），但是还必须确保发射器和接收器中的信号处理电路能够不限制带宽。

信号处理电路通常可用于帮助减轻带限通道引入的码间干扰的影响。图5显示了带限通道的简化框图，后面跟着均衡器，后跟“切片器”位。均衡器的目标是实现传输功能，该功能实际上是在频带的一部分上的传输信道的反转以扩展带宽。例如，如果传输信道充当低通滤波器，则均衡器可以实现高通特性，使得通过这两个元件的信号将从均衡器中出来，在更宽的带宽上不失真。

虽然原则上很简单，但在实践中很难实施。首先，传输信道的传递函数通常不是很精确地知道，也不是从一种情况到下一种情况是恒定的。 （你和你的邻居在街上有不同长度的电话线回到电话公司中心办公室，因此带宽会略有不同。）这意味着这些均衡器通常必须是可调的或自适应的。此外，进一步考虑图5，我们看到无源均衡器可以使频率响应变平，但也会衰减信号。信号可以重新放大，但可能会降低信噪比。该方法的后果将在下一节中讨论。虽然它们并非易于治愈，但均衡器是许多通信系统的重要组成部分，特别是那些在带宽受限的信道上寻求最大可能比特率的通信系统。目前使用的极其复杂的均衡方案，包括决策反馈均衡器，顾名思义，它使用从决策元素输出到均衡模块的反馈，试图消除后沿符号间干扰。 1 < / sup>

多级符号 - 一次发送多个位：由于带宽限制设置了每秒可以有效传输的脉冲数的上限通过一次发送两个比特，可以决定通过信道获得更多数据。可以发送和接收4个不同的状态，而不是在二进制系统中发送“0”或“1”，对应于“0”（00），“1”（01），“2”（10），或者“3”（11）。发送器可以是简单的2位DAC，接收器可以是2位ADC。 （图6）。在这种称为脉冲幅度调制（PAM）的调制中，附加信息已经被编码在比特流的幅度中。

通信不再是一次一个比特;每个传输事件都会发送多位字或符号。然后，必须区分系统的比特率或每秒传输的比特数，以及其符号速率或波特率，即每秒传输的符号的数量。这两个比率简单相关：

比特率=符号率（波特率）×比特/符号

上一节讨论的带宽限制和符号间干扰限制了可实现的符号率，因为它们限制了“传输事件”在时间上的间隔距离。然而，通过每符号发送多个比特，可以使用更高阶调制方案来增加有效比特率。发射器和接收器变得更加复杂。发射器上的简单开关现在已经被DAC取代，接收器中的单个比较器现在是A / D转换器。此外，有必要更加小心地适当地缩放接收信号的幅度;需要更多信息而不仅仅是标志。简化假设表示接收器的A / D转换器被实现为直接闪存转换器，显然接收器硬件复杂度随着每个符号的比特数呈指数增长：一位，一个比较器;两位，3位比较器;三位，7个比较器等。根据具体应用，电路成本不应随着每个符号的位数呈指数增长，但通常会比线性增加更陡峭。但是，硬件复杂性并不是可以传输的每个符号位数的唯一限制因素。

噪声限制

再次考虑一个简单的例子 - 每符号位PCM调制。假设1 V用于发送“1”，1 V用于发送“0”，则简单接收器（图3）是比较器，其判决阈值为0 V.在接收的位是一个“0”，并且通道带宽足够宽，几乎没有符号间干扰，在无噪声的环境中，接收器的电压预计为1 V.现在为接收信号引入加性噪声（这可能会出现来自任何数量的来源，但为了简单和通用，假设它是高斯白噪声，可能对应于热噪声）。在应用决策元件时，比较器处的电压将通过加性噪声与1V不同。噪声不会引起真正关注，除非它包含将电压电平推到0 V以上的值。如果噪声足够大（并且在正确的符号中）这样做，决策元件将响应它已收到“ 1“，产生一点误差。 在图4d的眼图中，噪音会偶尔闭合“眼睛”。

如果系统被修改为发送一个4位（16级）符号，具有相同的峰峰值电压，1 V对应于“0”（0000），+ 1 V对应于“15” “（1111）。现在，“0”和下一个更高级别“1”之间的增量阈值要小得多：16个不同的状态必须适合2-V范围，因此状态大约相距125 mV，中心到中心。如果决策阈值被最佳地放置，则状态的“中心”将与相邻阈值相距62.5mV。在这种情况下，> 62.5 mV的噪声将导致“误码”。如果初始假设成立且加性噪声本质上是高斯噪声，则可以从均方根噪声值预测噪声超过该临界值的频率。图7显示了两个不同均方根噪声值的概率密度函数的误差阈值62.5 mV。由此可以预测误码率，或者对于给定的传输比特率，接收数据的解释频率是多少。

必须特别注意数据的编码方式：如果代码1000是远离代码0111的一个阈值，小的噪声偏移实际上会导致所有4位被误解释。由于这个原因，格雷码（在相邻状态之间一次仅改变一位，例如00,01,11,10）通常用于最小化两个相邻状态之间误解释引起的误码影响。

因此，尽管比特率有所增加，但使用每个符号使用更多比特的高阶调制方案存在限制：不仅硬件会变得更复杂，而且对于给定的噪声级别，比特错误会更多频繁。误码率是否可以容忍，在很大程度上取决于应用;数字化的语音信号可能听起来合理，误码率为10 5 ，而关键的图像传输可能需要10 15 。

可以通过各种编码和奇偶校验方案检测和纠正比特错误，但这些方案引入的开销最终消耗了增加符号大小所获得的额外比特容量。尝试提高信噪比（SNR）的一种方法是增加发射功率;例如，将信号幅度从2 V峰峰值增加到20 V峰峰值，从而将“误差阈值”增加到625 mV。不幸的是，增加传输功率通常会增加系统的成本。在许多情况下，出于安全原因，可以在给定信道中传输的最大功率可能受到监管机构的限制，或者确保使用相同或相邻信道的其他服务不受干扰。然而，在使用所有可用容量的系统中，发射功率水平通常会被推到最大实际/合法水平。

电压噪声不是唯一的信号损伤会降低接收器的性能。如果将定时噪声或抖动引入接收器“时钟”，则决定“限幅器”将在次优时间应用，从而水平地缩小“眼睛”（图4a-4d）。根据通道与带限的接近程度，这可能会显着降低“误差阈值”，同时提高对电压噪声的灵敏度。因此，必须根据电压域和时域误差源的组合来确定SNR。

1 磁盘驱动器领域读取 - 渠道设计是改进访问规范的持续斗争中均衡器开发的温床。