测量无线系统中的VSWR和增益

无线发射器中增益和反射功率的测量和控制是经常被忽视的关键辅助功能。使用电压驻波比（VSWR）或反射系数（也称为回波损耗）来指定从天线反射回来的功率。差的VSWR会导致电视广播系统中的阴影，因为从天线反射的信号再次从功率放大器反射，然后重新广播。在无线通信系统中，阴影将产生类似多路径的现象。虽然较差的VSWR会降低传输质量，但同轴电缆或天线损坏导致的灾难性VSWR最坏的情况可能会破坏发射机。测量和控制信号链的增益，作为调节发射功率电平的总体努力的一部分。如果传输的功率太多或太少，结果将违反排放法规或质量差的链接。通过测量正向和反向功率之间的比率来计算反射系数。另一方面，增益是通过测量输入和输出功率来计算的。用于测量增益和VSWR的高硬度通用性可以减少整体元件数量。本文将重点介绍可用于在无线发射器中执行这些现场测量的技术。

典型的无线发射器

图1显示了典型的无线发射器。它由混合信号基带电路，上变频器（通常包括一个或多个中频或IF），放大器，滤波器和功率放大器组成。这些组件可以位于不同的PCB上，甚至可以物理分离。在所示的示例中，室内单元通过电缆连接到室外单元。在这样的配置中，可以预期两个单元具有良好定义的温度稳定增益。或者，可以期望每个单元提供明确定义的输出功率。有两种不同的方法可以实现向天线提供已知功率电平的最终目标：功率控制或增益控制。

通过电源控制，系统依赖于能够精确测量输出功率（在本例中使用检测器D）。一旦测量了输出功率，系统中某些组件的增益（在这种情况下，可能是IF VGA）就会发生变化，直到在天线上测量到正确的输出功率。没有必要知道电路的增益或确切的输入信号幅度;在输出功率正确之前，只需改变增益或输入信号即可。这种方法通常（错误地）称为自动增益控制或AGC。为了正确，它应该被称为自动功率控制或APC，因为它是功率而非增益被精确调节。

增益控制采用不同的方法。这里，至少两个功率检测器用于精确调节完整信号链或其一部分的增益。然后将精确的输入信号施加到信号链。许多因素最终决定了使用哪种方法。功率控制只需要一个功率检测器，并且在组件固定的不可配置发送器中有意义。例如，可以在RF HPA的输出端测量功率，但可以使用IF VGA进行调整。另一方面，增益控制在可重构系统中可能更有意义，该系统的组件来自不同的供应商。在该示例中，正在测量HPA的输入功率和输出功率（使用检测器C和D），因此可以独立于电路中的其他块来调节增益。请注意，功率/增益控制环路可以全部基于模拟或微处理器。在该示例中，增益控制将不太实用，因为两个所需的检测器信号（检测器A和D）在物理上彼此远离。更实际的方法是独立控制室内和室外单元的增益。

射频探测器

直到最近，大多数射频功率探测器都是使用温度补偿半波整流二极管电路构建的。这些器件在有限的动态范围（通常为20至30 dB）内提供与输入电压成比例的输出电压。结果，输出电压和输入功率之间的关系以dBm为指数（见图2）。虽然温度补偿二极管检测器的温度稳定性在高输入功率（+10至+15 dBm）下非常出色，但随着输入驱动减小，温度稳定性会显着降低。另一方面，对数检测器在很大的动态范围（高达100 dB）内提供与输入信号对数成比例的输出电压。在整个动态范围内，温度稳定性通常是恒定的。对数响应器件在增益和VSWR测量应用中具有关键优势。为了计算增益或反射损耗，必须计算两个信号功率的比率（OUTPUT / INPUT或REVERSE / FORWARD）（见图3）。必须使用模拟分频器通过线性响应二极管检测器执行此计算，但在使用对数响应检测器时仅需要简单的减法（因为log（A / B）= log（A） - log（B）） 。与分立实现相比，双RF检测器具有额外的优点。当在同一硅晶片上制造两个器件（在这种情况下为RF检测器）时，自然倾向于表现得相似。例如，两种器件都具有类似的温度漂移特性。在求和节点处，此漂移将取消以产生更温度稳定的结果。

增益测量示例

图4显示了一个增益的发射器使用双功率检测器进行调节。所示的简化发送信号链包括高性能IF合成DAC，VGA，混频器/上变频器和高功率放大器。高性能DAC，例如AD9786和AD9779，采样频率高达500 MSPS及以上，能够合成中频输出（本例中为100 MHz）。在应用于ADL5330可变增益放大器之前，DAC的输出使用带通滤波器进行奈奎斯特滤波。方便地，放大器接受差分输入，该差分输入可以直接连接到差分滤波器的输出。反过来，这与DAC输出相关联。 VGA输出使用平衡 - 不平衡变压器从差分转换为单端，然后应用于ADL5350混频器。经过适当的滤波（未示出）后，信号被放大并以30 W（约+45 dBm）的最大输出功率电平传输。

通过检测DAC输出和HPA输出端的功率来测量信号链的增益。然后通过调节VGA的增益来调节增益。在DAC和PA输出端，采集信号样本并将其馈送到检测器。在HPA输出端，定向耦合器用于分接一些通向天线的功率。 AD8364双通道检测器的传递函数（见图5）显示，在所使用的输出频率（本例中为2140 MHz）下，检测器具有最佳线性度和最稳定的温度漂移，功率电平低于-10 dBm。因此，来自定向耦合器的功率（最大+25 dBm）必须在应用于检测器之前衰减。如果最大化探测器动态范围对应用并不重要，则衰减可以保守地设置为41 dB，以便探测器的最大输入功率为-16 dBm。这仍然留下大约34 dB的有用动态范围，可以控制增益。为了检测DAC输出端的输入功率电平，定向耦合器在这种低频下是不切实际的。另外，由于在电路中此点处几乎没有或没有反射信号，因此不需要定向耦合。此外，传送到VGA的功率为-10 dBm，因此传送到检测器的功率仅低6 dB。由于探测器的输入阻抗为200Ω，VGA的输入阻抗为50Ω，因此很快就会发现两个器件可以简单地并联连接。两个输入端的电压相同，50至200Ω阻抗比将产生方便的6 dB功率差。在需要高精度测量的情况下，必须注意功率检测器的温度稳定性。如果探测器的温度漂移特性随频率变化，则该问题更加复杂。所示的双检测器提供温度补偿节点。通过将电压连接到每个检测器的ADJ引脚来激活温度补偿（可以使用2.5 V片上基准电压源的电阻分压器方便地获得该电压）。低频输入（ADJB接地）无需补偿，而ADJA需要1 V补偿电压，以最大限度地降低2.1 GHz的温度漂移。虽然应用电路的重点是增益测量，但应注意还可以测量输入功率和输出功率。各个探测器的输出可用，可单独采样。因为探测器是对数响应，所以可以简单地减去它们的输出以产生增益。该减法在芯片上执行，增益结果作为差分电压传送。满量程差分电压约为±4 V（偏置高达2.5 V），斜率为100 mV / dB。使用LSB大小为~10 mV（±5 V满量程）的10位ADC进行数字化，可实现0.1 dB的测量分辨率。

VSWR测量示例

双对数检测器也可用于测量天线的反射系数。在图6中，使用了两个定向耦合器，一个用于测量正向功率，另一个用于测量反向功率。与前面的示例一样，在将这些信号应用于检测器之前需要额外的衰减。 AD8302双通道检测器的测量范围为±30 dB。本例中使用的电平规划如图7所示。在本例中，HPA的预期输出功率范围为30 dB，+ 20至+50 dBm。在此功率范围内，应能够精确测量从0 dB（短路或开路负载）到-20 dB的反射系数。每个AD8302的探测器的标称输入范围为0至-60 dBm。在此示例中，在检测器输入处将+50 dBm的最大正向功率填充至-10 dBm。当HPA以+20 dBm的最低功率发射时，探测器的功率为-40 dBm，仍然在其输入范围内。

反向路径的功率填充相同的量。这意味着系统能够测量高达0 dB的反射功率。如果系统设计为在反射系数降低到某个最小值（例如10 dB）以下时关闭，则可能不需要这样做，但这是允许的，因为检测器具有如此多的动态范围。例如，当HPA发送+20 dBm时，如果天线的回波损耗为20 dB，则反向路径检测器将看到-60 dBm的输入功率。应用电路提供回波损耗的直接读数，但没有提供有关绝对正向或反向功率的信息。如果需要该信息，则在增益控制中使用的双检测器将更有用，因为它将提供绝对前向和反射功率以及反射系数的测量。在回波损耗测量中使用的双对数检测器也提供相位输出。由于渐进式压缩对数放大器的主信号路径中的大增益，输入信号的有限（幅度饱和）版本是产品的自然。这些限制器输出相乘，产生一个相位检测输出，其范围为180°，以理想工作点90°为中心。在VSWR应用中，此信息构成反射信号的相位角（相对于入射信号），可用于优化传输到天线的功率。

使用单个放大器增益测量对数检测器和RF开关

图8显示了另一种增益测量方法，也适用于VSWR测量。在该应用中，期望测量和控制PA的增益。示例中的PA运行频率为8 GHz，输出功率范围为+20至+50 dBm。这是固定增益PA，因此通过改变输入功率来调节输出功率。两个定向耦合器用于检测输入和输出功率。但是，只有一个对数探测器，因此使用单刀双掷RF开关将两个信号交替连接到探测器。 AD8317检波器在此频率下的输入范围为0至-50 dBm。为了测量增益，交替测量和数字化输入和输出功率。然后简单地减去结果以产生增益。一旦知道增益，就可以通过偏置调整对PA的增益进行任何必要的调整来完成数字控制环路。该示例的电平规划如图9所示。使用衰减使RF开关的两个输入功率电平靠近并位于探测器的输入范围内。

无工厂校准的精确增益测量

除了减少元件数量外，此增益测量方法还有许多有趣的功能。由于使用相同的电路来测量输入和输出功率，因此可以在不校准电路的情况下进行精确，温度稳定的增益测量。查看对数检测器的名义传递函数将有助于理解为什么（参见图10）。

要计算出未知的PIN，可以将等式重写为

由于增益是测量输入功率的差异（两条路径的不同衰减水平仍然需要考虑），因此可以写成

因此，不需要检测器的截距来计算增益。即使探测器的斜率在不同设备和温度范围内变化，如果V OUT1 和V OUT2 彼此接近（可以用很好的水平完成）规划和由于探测器的有限输入范围，斜率的典型值可以直接从数据表中获取并用于上述计算。

输出功率监测

在使用单个对数检测器的增益测量中，测量功率以计算增益，因此所示系统也可用于监测输出功率。但是，如果没有工厂校准，这不能精确地完成。要校准电路，必须用功率计暂时更换天线。然后在检测器的线性范围内的两个点处测量输出功率和检测器电压。然后，这些数字将用于计算探测器的斜率和截距。为获得最佳精度，探测器包括一个温度补偿引脚。在该引脚和地之间连接一个电阻，以便在工作频率下将温度漂移降低到大约±0.5 dB（在所示示例中为8 GHz）。因此，无需在整个温度范围内进行任何额外校准。

结论

由于其线性dB传递函数，对数放大器可以很容易地用于测量收益和回报损失。使用双设备时，可实现非常高的测量精度。在某些情况下，这可以在没有工厂校准的情况下实现。在所有情况下，都需要仔细的功率水平规划，以便功率检测器以能够提供良好线性度和温度稳定性的功率水平驱动。