宽带接收器可用于5G，仪器和ADEF

简介

从一开始，无线电设计人员面临的最大挑战之一就是带宽的限制。早期，我们的无线电前辈认为，由于探测器的限制，高于几百kHz的频率没有任何价值。像Branly，Fessenden，Marconi和许多其他人一样，先锋们一直在努力解决这个问题，直到阿姆斯特朗和利维完善了外差，通过下变频到较低的频率来打开频率更高的频率，探测器可以利用当时的技术进行充分的处理。虽然通过超外差过程打开了更高的频率，但带宽仍然相对有限。

直到最近几年，处理超过几十MHz的频率一直是一个挑战，并且往往仅限于昂贵的解决方案采用大规模并行无线电技术。长期以来一直希望简化这种方法并采用一种方法来同时处理尽可能多的带宽。随着半导体工艺和单片模数转换器（ADC）架构的成熟，这种能力在过去几十年中逐渐发展。从90年代初到现在的适度开始，ADC的直接RF采样能力已经从奈奎斯特带宽约20 MHz增加到AD9213等产品的5 GHz以上。

随着引入AD9213及其支持的大瞬时带宽，打开了许多新选项，不仅适用于仪器级接收器，还适用于直接RF采样无线电，SIGINT和雷达。

典型的GSPS ADC对整体性能提出了独特的挑战，因为它们由多个并行运行的ADC内核构成，以提高净采样率。这些转换器中的每一个都必须仔细定时和对齐，即使如此，组成转换器之间的小误差也会产生大量的频谱伪影。 1,2,3 此外，ADC必须精确跟踪模拟输入信号并仔细检查对它们进行采样和数字化以防止正常的线性失真。这两个挑战，交错和原始带宽，使宽带宽ADC的设计在需要高保真度的情况下非常具有挑战性，如在高级无线电和仪器等光谱应用中。

AD9213可以应对挑战通过实现片上抖动和校准实现的所有信号条件下的出色线性度，产生更高频率的操作和性能。 CW输入为4 GHz时，NSD约为-152 dBFS / Hz，SFDR通常优于65 dBc，包括二次和三次谐波。这样可以实现真正的5G仪器级接收器性能。

除了出色的高频性能外，低次谐波的行为也与预期的一致。来自线性设备。也就是说，谐波的行为与简单的多项式所预测的一样，这对于ADC来说是非典型的。 4 这很重要，因为它确保了大信号和小信号环境下的高性能。

如图3的功率扫描数据所示，二次和三次谐波遵循基于其输入电平的预测响应，并且一旦达到测量的本底噪声，则在较低输入电平处没有额外的重现。这很重要，因为它允许在选择频率规划时将这些主要的杂散放置在带外。四阶及以上的杂散产品并不重要。在外差中，必须仔细规划无线电混频器马刺以避免干扰;同样是直接RF采样真。

其中直接RF采样获

RF采样是一个有趣的选择对其他无线电架构。从历史上看，数据转换器的功率非常高，以达到适合无线电设计的性能水平。以前的研究表明，对于低成本，低功耗的解决方案，像AD9371这样的零中频无线电架构总是名列前茅。这一点很明显，多年来所有生产手机，蓝牙®和类似设备都已迁移到这种架构中，这是有充分理由的。这些是受约束的带宽系统，但不一定是受约束的性能。对于需要任意窄带宽的系统，零中频架构几乎总是正确的解决方案。然而，在需要任意宽带宽的应用中，如仪器，雷达和宽带通信，直接RF采样一直是目标。在这些应用中，可以理解的是，其他架构提供的一些成本和功率效率可以用于更宽的系统带宽。

因此，当选择RF采样架构时，它旨在覆盖最宽的带宽，以确保整体无线电性能。 AD9213等新型RF ADC设计用于提供超过10 GSPS的超快采样速率和8 GHz以上的采样带宽，可为许多应用提供直接RF采样。

大多数无线电业务的每频段分配低于75 MHz。使用10 GSPS ADC，频谱的有效利用率低于奈奎斯特带宽的2％。在一些研究中，直接RF采样的功率效率约为零IF架构的1/2。为了提高无线电应用的整体效率，RF采样提供了一次采样多个频段的可能性。

如图4所示，对于较低的带宽要求，IF采样和零IF等传统架构比直接RF采样功率低得多。只有当您接近带宽大约为最新带宽的2倍时才能获得零中频或中频采样解决方案功率，直接射频采样才有意义。另一种看待这种情况的方法是，与零中频或中频采样解决方案相比，对于受约束的带宽系统，直接射频采样架构的功耗将超过任何其他解决方案的2倍，成本约为其两倍。

在过去的三十年中，噪声谱密度（NSD）每年约为1 dB，从商业设备测量，并且从学术评分论文中略微提高。 5 在此期间，重点是交流性能，包括带宽和SNR /谐波。然而，在过去几年中，转换器的性能已达到足以满足大多数应用的程度，现在焦点已经开始从交流性能转变为功耗和硅面积（成本）。

在图6中，采样率绘制在水平轴上，垂直轴上有品质因数。随着时间的推移，开发出更快的转换在给定时间点落在技术前沿附近的设备往往在采样率方面处于领先地位，并且历史上功率更高且品质因数（FOM）更低。一旦技术前沿超过了给定的采样率，那么该速率的新设备就会显示出改进的品质因数，从而转化为更低的功率，更小的芯片尺寸以及降低向建筑前端移动的成本。根据Murmann的最新数据集，AD9213正处于技术前沿，这表明该级别的未来转换器将具有更低的功耗和其他优势。

趋势创造了一个有趣的转变前端的射频功率由物理学主导，物理学将天线连接器的功率移动到ADC输入，因此，摩尔定律表明数字功能不具有弹性。因此，随着转换器功率在接下来的几代中继续下降，主要的功率贡献者将成为放大器，它们的功耗将保持近似平坦，而今天它可以从ADC中获得贡献，包括接口的贡献更少，而且下降

图7显示了一个基本的直接RF采样架构，包括一串放大器和适当的滤波器。正如预期的那样，没有频率转换阶段，只有放大器用于提高克服ADC本身噪声所需的信号电平，以及广泛的RF滤波器，以防止转换器内部出现不希望的混叠。

至于滤波，两种方法都是可能的。首先，可以应用尽可能宽的滤波器，注意防止混叠。通常，可以创建宽带滤波器，提供高达80％的奈奎斯特，并且可以覆盖具有良好性能的第一或第二奈奎斯特区域。在大多数情况下，由于混叠而使通带穿过奈奎斯特区域是不合理的，但有些情况下这适用于明确定义的情况。

第二种过滤方法是提供ADC的两个或多个通带。 GSPS ADC的一个关键优势是高采样率有助于非常灵活的频率规划和模拟信号的放置。在多频段无线电的情况下，可以在单独的RF放大器上配置典型的RF SAW滤波器，以分别处理每个频段，然后将其相加到ADC中进行采样。如果它们不在同一频率上混叠，则这些频带中的每一个都可能落入单独的奈奎斯特区域。每个频段都有独立的放大器，可以为每个频段优化增益，从而最大限度地减少交叉带减敏并最大限度地提高性能。但是，如前所述，RF功率可能很大，并且存在多频带的其他选项。

在某些情况下，可以单独过滤几个频段，但通过单个RF放大器链进行放大。这具有以下优点：通过共享单个增益路径来优化RF链中的功率。但是，两个乐队之间的表现必须以某种方式进行交易。这意味着如果一个频段具有需要调整增益的大信号，则会影响另一频段的性能。在许多情况下，考虑到所需的相对动态范围，这是可以接受的。图9中有一个这样的实现。虽然这个应用专注于手机频段，但它很容易适应其他应用，包括宽带仪器，如频谱分析和采样范围。

图10显示了具体实现。对于这种设计，SAW滤波器的输入和输出匹配网络经过精心设计，以确保在一个频段的共振下，另一侧的网络显示为开路。应该注意，匹配网络包括集总元件以及传输线。以这种方式，两个不同电路路径之间的相互作用被最小化。

通过精心设计，可以从这些网络中获得相当好的性能。正向传输特性如图11所示。这里，保留每个SAW滤波器的特性而不影响另一个。在这种设计中，Band 1和Band 3是平行的。可以选择其他频段或频率范围，该方法仍然有效。

对于信号电平规划，应牢记几个问题。在使用ADC进行设计时，首先要遵循的规则之一是在ADC前面施加足够的增益，使前端噪声淹没ADC的前沿噪声。虽然ADC继续改进，但ADC的噪声本质上不是高斯噪声，并且可能导致包含它们的任何系统的性能出现许多问题。 4 图12显示了前端差异之间的关系 - 噪声指的是ADC输入，ADC噪声以及对总噪声的影响。一般原则是将前端噪声保持在比ADC高10 dB以上。如果遵循，这将确保ADC仅对总噪声贡献小于0.4 dB。这可确保系统性能符合预期。

从AD9213数据手册中，典型的NSD约为-152 dBFS / Hz。标称满量程为7 dBm，表示-145 dBm / Hz。前端热噪声应达到-135 dBm / Hz，表示增益加上NF至少为39 dB。如图10所示，该电路提供43 dB的增益和3 dB的NF，使总前端噪声增加到-128 dBm / Hz。在无输入条件下，两者之间的差异对于最大增益约为19 dB。随着输入信号的增加，由于所用时钟源的抖动，ADC本底噪声会增加几个dB。

放大并行SAW滤波器所覆盖的两个频段可以提供更多细节。图14显示了左侧背景噪声和右侧近全尺度CW信号注入的并排比较。观察宽带本底噪声而不是两个通带，可以看到当注入大的CW信号时，噪声基底会在右侧略微上升。这是由于时钟上的抖动与模拟输入进行卷积。 6 现在比较两个通带的噪声基底，在两个通带内的噪声基底中没有检测到增加。这是因为当施加大信号时，来自前端的热噪声会淹没ADC噪声基底。如果仔细观察原始数据，可以看到通带中的本底噪声增加了大约0.3 dB，相当于根据图12噪声的11 dB差异。

图13提供了已完成无线电的过空测量示例。由于这是一个宽带无线电，带宽超过2 GHz且滤波最少，因此可以看到许多信号。左半部分频谱显示频率高达约900 MHz，包括高功率FM和电视广播。在此之上，直到两个SAW滤波器的通带覆盖2.1GHz（UMTS频带1）和1.8GHz（UMTS频带3），才能看到最小频率。通过阴影识别频带3，但是两个频带显示噪声基底的高度，如通过滤波器的过量前端噪声所预期的那样。由于这些测量是在美国进行的，因此在频段3中检测到的很少，但是频段1捕获了频段2的下行链路的一部分。在此之上，抗混叠滤波器消除了任何剩余信号，噪声基底很安静。

结论

虽然各种类型的外差设备继续主导设计，但宽带ADC技术已经成熟到可以进行RF采样的程度适用于曾经由频率转换设计主导的广泛应用。如本文所示，直接采样宽带系统存在新的选择。 AD9213等产品在高于2 GHz的频率下实现了高保真数字化的可能性，使其成为需要大量瞬时带宽（包括示波器，分析仪和宽带/多频段无线电）的应用的理想选择。虽然有些人表示这对于GHz RF频率是不可能的，但AD9213已经突破了这些障碍，并且后代表现出了持续改进的希望。转换器产品不断发展和成熟，继续推动性能和效率的发展，使其成为GHz宽带系统的理想选择。