无刷直流电机中小型控制致动系统的设计

随着成本上升，客户需要更小，更长距离的产品，弹药系统很快就会像其他工程领域一样受到成本的限制。为了在飞行中有效地驱动和控制这些弹药，小型控制致动系统（CAS）进行小的精确调整以放置鳍片并调节身体上方的气流。传统上，这些系统是气动的或通过带有齿轮箱的有刷直流电机驱动，但是包括无刷直流电机（BLDC）在内的电机驱动器的现代技术已经实现了更小，更轻，更便宜和更高效的CAS设计。然而，这需要增加系统复杂性以驱动BLDC的三个阶段。

增加的复杂性来自许多来源。首先，虽然传统的有刷直流电机只需要一个H桥，但BLDC需要三对独立的MOSFET来驱动相位。这增加了少量成本并且需要PCB上额外的占地面积。在驱动这些MOSFET时，必须注意避免电流击穿，如果顶部和底部同时启用，可能会破坏MOSFET。必须特别注意在脉冲宽度调制（PWM）的顶部和底部驱动线之间插入的死区时间。

从软件的角度来看，可以使用简单的PID回路控制常规有刷电机虽然BLDC需要更高级的环路和换向策略 - 通常测量绕组电流，相电压，转子角度和速度。

BLDC的构造

BLDC是定子上的电磁铁的集合，永磁体附着在可动转子上。电动机可以是一个先行者（线圈内部的磁铁）或外部电动机（线圈外的磁铁）。图1显示了BLDC inrunner和outtrunner。在两种情况下，三相导线围绕定子中的齿缠绕（U，V，W或A，B，C）。这些绕组依次通电以吸引和排斥永磁体（红色/蓝色）。

标准微处理器或DSP没有电流驱动强度来直接充分激励线圈，因此，由MOSFET组成的功率逆变器级（每相两个）通常用于将PWM驱动器从控制接口转换为电机所需的高压驱动器。

通常，三相逆变器使用六个N沟道MOSFET（见图2的顶部），产生图2底部所示的开关状态。有几种开关状态未显示：001,010,011和101.A 1表示启用前三个MOSFET中的一个。这些状态映射到状态空间表示，如图3中的六个扇区所示。通过打开和关闭开关，施加到绕组的电压最大可达到2/3×V DC 。该策略的自然延伸是将PWM应用于每对MOSFET。通过改变PWM波形的占空比，绕组中产生的电压可以产生宽范围的电压，具体取决于PWM生成系统的分辨率。

在没有PWM的情况下，非常自然的换向策略是简单地激励每对绕组（即，块换向或六步换向）。对于这种策略，一个或两个相被拉高，而剩余的绕组被驱动为低。通过依次激励相，转子上的磁铁被拉到每相，转子开始旋转。为了确定要激励的相位，三个霍尔效应传感器通常以60度电角度安装在定子上。霍尔效应传感器检测每个转子磁体并产生3位数字序列，用于确定下一个换向区域。虽然这种策略适用于低成本电机控制系统，但该策略在低速时会受到扭矩波动的影响。此外，如果电机用于定位/伺服应用，这种转矩脉动会产生声学噪声并引入位置误差。 1

正弦换向的工作原理是定子电流与定子电流对齐BLDC中的定子磁通。 BLDC基于通过绕组的梯形电流移动。这些电流中的每一个应该是120°异相。永磁同步电动机（PMSM）类似于BLDC，但需要正弦电流来驱动。图4显示了如何驱动PMSM的方框图。通过使用速度传感器或使用基于位置轴传感器和电机参数的估算来实现简单的速度控制。正弦波驱动在低速时特别好，但在高速时会分开，因为所需正弦波的电频率也必须随着速度而增加。在更高的速度下，电机需要更高的转矩，这会在相电流中引入滞后。 2 为了在更高的速度下正确控制，通常必须引入相位前进以保持转矩和磁通矢量正确对齐。

为了克服这个问题，可以实现一种称为磁场定向控制（FOC）的更先进的控制方案。与其他换向策略一样，FOC可以无传感器实现，可根据绕组产生的反电动势估算位置和速度，或通过位置和电流传感器进行传感。 FOC的基础是控制进入电动机绕组的转矩和磁通矢量。这些矢量的生成来自电机的所需速度输入。

使用电机的电气和机械常数（惯性矩，摩擦系数，定子绕组的电感和电阻以及反电动势常数），图5中的PI回路将所需速度转换为直流量。为了控制电机的电气循环，必须将这些量转换为转子的参考系（图6），以便使用Park产生V α和V β转变。 FOC的下一步是将V α和V β转换为发送到PWM逆变器单元的PWM值。通常，正弦调制方案（SPWM）或空间矢量调制方案（SVPWM或SVM）用于此过程。

如前所述，通过控制切换在功率逆变器内的MOSFET中，可以创建空间矢量表示，如图3所示。相邻单位矢量之间的空间被编码以产生1到6之间的扇区，以对应于换向电循环的六个开关扇区。 。图3中的扇区1的特写如图7所示。电压矢量V REF 由电压矢量V α和V β<组成。 / sub>，角度θ是V d 的反正切除以V q 。 3 图7显示V REF 可以通过使用两个相邻的单位向量（V 1 和V 2 ）导出，并在每个州花费特定的时间（对应于一个任务）周期）。该占空比可以通过使用与矢量数学得到的方程类似的方程来计算（见图8）。

U，V，W向量方程计算

根据图7中的公式，可以通过使用1.0的归一化时间（等于完整的100％占空比）并减去T n 来找到PWM时间。 Ť<子> n + 1个 。可以通过额外的计算确定扇区，如图9所示。

计算完占空比并将其发送到控制器的PWM模块后，使用FOC进行开环控制实现。现在必须集成反馈以实现闭环控制。如图4所示，使用逆Clarke和逆Park变换测量和变换三个绕组的电流。为了测量这些电流，可以使用几种不同的策略：与每个相绕组并联的分流检测，底部三个MOSFET与地之间的单个低端分流器，每个MOSFET接地之间的相分流器，或每个MOSFET之间的高侧分流器顶部MOSFET和V DC 。如果设计成本受限，则使用与绕组一致的两个分流器的方法提供了良好的测量，因为这提供了直接测量两个绕组电流的直接方式。第三个电流可以通过使用基尔霍夫电流定律和0的总和来计算。另一个好处是可以在任何时刻测量电流，而不是仅在底部或顶部MOSFET被启用时测量。在测量这些电流后，应使用分流系统可测量的最大电流将它们归一化到[-1，+ 1]的范围。

对于位置和速度传感，编码器（相对或绝对） ，可以使用霍尔效应传感器，旋转变压器或磁角度传感器。但是，根据传感器的分辨率，可能需要额外的位置和速度估算方案。无论采用何种技术，测量的角度必须转换为电角度，以使换向与实际转子位置同步，并实现转子变换。角速度也必须是已知的，但这通常保持在机械域中以匹配所需的输入速度。

通过已知转子的实际位置和速度，可以执行反向/反向Park和Clarke变换，以将相位电流从静止定子参考系转换为d，q参考系中的旋转参考系。产生电流和速度误差项的PI循环创建误差向量，然后反馈到前向Park和Clarke变换中，控制过程可以重复。

那么这个过程应该多快重复一次？答案取决于电机特性。通常选择PWM频率在听觉范围之外（15kHz至30kHz），使得电动机不会发出声音共振。然后在PWM中断服务程序中实现FOC和所需的控制环路，以便PWM的新值可用于下一个PWM周期。这对FOC例程施加了严格的时序限制，因为服务PWM中断所花费的任何时间都不用于服务控制处理器的其他方面（例如基于PC的程序的串行接口）。 PWM频率为30 kHz，每个PWM ISR仅为33.3μs。所以每微秒都很重要！必须注意尽量减少正弦和余弦以及其他浮点计算的计算开销。通常，最好将FOC例程保持在可用PWM ISR时间的50％以下，因此处理器可以为其他外设（如UART）提供服务，以便为不太重要的任务提供服务，例如更改所需的速度或设置新位置。

选定的组件

鉴于实施FOC本身已经很复杂，仔细选择部件有助于最大限度地减少额外的系统集成挑战。 ADI公司为电机控制信号链提供了许多部件。这些部件包括栅极驱动器，绝对角度和霍尔效应传感器，电流传感器和隔离产品。

图10中可以看到电机控制信号链组件的简单框图。在高级别，使用ADA4571 AMR角度传感器和AD22151磁场传感器检测BLDC轴位置和速度。相绕组电流使用内联分流电阻测量，AD8418电流检测放大器消除PWM共模电压。 LTC2345-18 8×18位ADC将来自传感器的6个模拟电压转换为微控制器的数字领域。微控制器使用这些信号计算PWM占空比，并将其发送到硬件定时器。 LT1158 MOSFET驱动器用作功率逆变器的六个MOSFET的栅极驱动器。

LT1158是一款集成半桥N沟道MOSFET驱动器。虽然电源电压范围为5 V至30 V dc，但输入PWM波形逻辑可以接受TTL或CMOS电平。此外，单个PWM输入转换为高和低MOSFET驱动信号，而芯片自动插入自适应死区时间。这意味着PWM频率可以动态变化，并且自动插入死区时间以保护MOSFET免受电流击穿，而无需更改PWM定时器代码或寄存器。

ADA4571集成各向异性磁阻（AMR）传感器能够测量180°旋转到0.5°以内。该传感器采用2.7 V至5 V单电源供电，仅消耗7 mA电流，并启用温度补偿。该传感器的输出是以2.5 V（5 V电源）为中心的两个模拟正弦波（V SIN ，V COS ）。一旦V SIN 和V COS 的电压被数字化，它们就可以通过简单的公式转换为一个角度：

为了测量360°的绝对旋转，ADA4571可以与线性输出磁场（霍尔效应）传感器（如AD22151）组合使用。 AD22151设计用于单5V工作电源，输出与垂直于封装的磁场成线性比例的电压。在正常操作期间，器件最大可吸收10 mA电流，并可检测具有不同增益量的双极或单极磁场。该传感器的优点是模拟输出电压，可以轻松添加到已经测量模拟量的系统，如电流传感器输出或附加的模拟角度传感器。通过将AD22151垂直于ADA4571放置，输出可以通过软件融合在一起，以便感应轴安装的直径磁铁的360°运动。

与角度传感器一起，感应FOC需要精确通过BLDC测量相电流。 AD8418是一款双向零漂移电流检测放大器，非常适合该任务。该外部并联放大器在整个温度范围内工作时的增益为20 V / V，共模抑制范围为-2 V至+ 70 V.该放大器还可以检测通过分流器的双向电流，这在测量相电流时特别有用。 BLDCs。该器件设计用于2.7 V和5 V之间的电源电压V S ，模拟输出电压以V S / 2为中心。如果选择电源为5 V，则输出以2.5 V为中心，与ADA4571一样。

对于模拟输出传感器，结果必须转换为数字域。虽然存在多个ADC，但由于8个同时采样通道，LTC2345特别适用于电机控制。采样与转换线上的单个上升沿同步。然后，相电流和绝对角度传感器输出可以在中心对齐PWM期间同步到同一时刻。单5 V电源工作简化了电源设计，同时仍然消耗不到20 mA的电流。独立的数字逻辑输出电压允许LTC2345与较低电压的微控制器，处理器或FPGA接口。由于模拟输入范围的灵活性，位置和电流传感器的2.5 V偏移可以通过使用（IN-）模拟输入通道在硬件中自动删除。可以使用SDO输出以不同的时钟速率从LTC2345输出数据，具体取决于所需的采样吞吐量。

结论

随着控制驱动系统中BLDC的普及，需要更先进的算法，传感器和驱动电路。正弦和FOC是两种换向策略，可以精确控制BLDC。两种策略都需要精确测量BLDC的转子角度，如果没有合适的元件，这可能很难。但是，ADA4571和AD22151简化了这种测量。 LT1158通过减少PWM线并消除死区时间的计算，简化了BLDC三相的PWM驱动线。 AD8418简化了绕组电流，LTC2345可轻松实现多个模拟传感器输出的数字化和同步。这些部件仅代表ADI公司电机控制应用产品组合的一小部分。