基于对数放大器和定向耦合器进行VSWR检测

除了信号失真，低效率和驻波之外，由传输线与其负载之间的阻抗失配反射的RF能量也会损坏信号源，例如功率放大器（PA）。然而，基于对数放大器和定向耦合器的电路可以检测所产生的驻波的电压驻波比（VSWR），以触发保护PA免受过大的VSWR值的影响。

VSWR是电路中阻抗不匹配的量度。大的VSWR会在RF电路中引起许多问题。最坏情况影响包括对RF /微波高功率放大器（HPA）的永久性损坏，通常称为VSWR故障。保护HPA免受此类灾难至关重要。本文演示了一种使用定向耦合器和高性能RF对数放大器检测VSWR条件并保护HPA免受此类故障影响的方案。设计并测试了VSWR检测和保护方案的原型。 VSWR》 4：1时受损的特定HPA设计即使在配备了所提出的保护方案时受到》15：1的VSWR后也能正常工作。

沿传输线的电压和电流是通过称为特征阻抗（Z O ）的特定比率相关联。当沿着传输线行进的传导RF能量遇到等于特征阻抗的负载时，所有可用功率都被传递到负载。沿着传输线的任何不连续（不匹配）改变负载阻抗会引起沿线的反射电流和电压，从而产生驻波。入射和反射波相干和相消干涉导致最大值（V max ）和最小值（V min ），如图1所示。电压驻波比（VSWR），a测量这种不匹配，定义为V max / V min 的比率。

完全匹配的阻抗（VSWR = 1： 1）导致理想的动力传递，而严重不匹配的阻抗（高VSWR）导致减少到负载的功率传输。高VSWR会导致系统中的任何地方出现问题，但天线前面的PA对这些事件最敏感。过大的VSWR会降低无线电的工作范围，导致发射信号使接收部分饱和或导致无线电升温。更严重的影响会损坏发射机并通过某些灾难性故障机制（例如燃烧）来破坏传输线电介质。高VSWR也可能导致电视广播系统中的阴影，因为从天线反射的信号再次从功率放大器反射，然后重新广播，导致多路径现象。

VSWR检测

等式1和图1显示，如果已知反射系数，则可以计算VSWR。

其中，

V i =入射波; V r =反射波; Z 0 =特征阻抗; Z L = load

图2显示了位于源和负载之间的定向耦合器，用于隔离和采样来自负载的入射波和反射波。具有高方向性，入射波与反射波的比率等于反射系数，如公式2所示。因此，借助定向耦合器和探测器，可以检测反射波和入射波并进行后处理（进行反射和入射波的分离）以测量反射系数。

其中，

C =耦合系数; D =方向性

θ和Φ=通过耦合器的未知相位延迟

V C =耦合器耦合端口（端口C）上的电压，入射波的样本》 V D =耦合器反射端口（端口D）上的电压，反射波的样本

一旦入射和反射信号被采样和隔离，需要检测这些信号的大小，这需要双检测器。最佳检测方法是通过考虑测量精度和温度检测范围来确定的。

检测方法的准确性将决定VSWR测量的准确性。用于检测入射波和反射波的输出的精度由于两个通道之间的耦合而降低，特别是当两个通道以不同的功率水平操作时。这意味着隔离是探测器选择的主要标准之一。这种隔离标准有两个：两个RF通道输入之间的隔离，以及从一个RF通道输入到另一个RF通道输出的隔离。使用网络分析仪可以轻松测量两个输入之间的隔离，但输入到输出隔离更为重要。输入到输出隔离是通过增加一个通道上的功率电平来测量的，直到它开始影响另一个通道的功率检测精度（在其动态范围内低得多的功率水平）1 dB。两个功率电平之间的差异是输入到输出的隔离。可以使用不同值的耦合器和衰减器来定位功率电平，以便在输入处产生最小的差异，以便减少耦合。 PC板上的耦合也会影响隔离。在布局中应注意将RF输入彼此隔离。

入射信号的检测范围等于发射器的输出功率范围，但是从接口反射的反向传播信号的检测需要更大。反射功率电平范围可以从非常小的信号电平（当PA和天线之间存在良好的阻抗匹配时）到与事件信号的最大电平一样大的信号电平（当开路或短路时）在传输线上）需要具有高动态范围的探测器。

对数减法相当于除法的事实使得很容易执行复杂的信号分割数学，这是选择VSWR检测的对数放大器的一个重要原因。对于使用对数放大器的VSWR测量，两个探测器应位于同一芯片上，以提供温度和工艺变化的良好匹配。对数放大器还具有比其他探测器类型更大的动态范围。所有这些都表明，用于VSWR应用的最佳检测方法是双对数放大器，具有高动态范围和良好的温度精度。

除差分输出外，最好能够访问单个对数放大器输出，因为大多数RF设计人员使用此信息来同时确定Tx部分的输出功率。 ADL5519是双对数检测器的一个很好的例子，它具有单独的通道输出以及两个通道之间的差异。如图3所示，ADL5519提供54 dB动态范围，从低频到8 GHz，温度漂移小于±0.5 dB，是检测入射和反射波并同时控制输出功率的理想解决方案。 ADL5519具有出色的输入至输入和输入至输出通道隔离规格（》 30 dB），如图4和图5所示，使该器件适用于双射频通道系统。 AD8302可用于不需要单独日志输出的地方。

有许多方法可以保护放大器免受潜在的破坏性高VSWR。高VSWR条件在高输出功率下通常是灾难性的，因此保护电路的目标应该是降低输出功率，从而将放大器置于安全工作模式。 VSWR检测方法独立于放大器的架构，但该架构的功率控制方案确实影响放大器保护机制的选择。

对于放大器电源由外部引脚控制的情况，当VSWR事件超过预定参考电平时，可以轻松降低输出功率。所提出的保护方案能够改变该参考电平，将VSWR保护扩展到几种不同的PA架构。

VSWR保护原型结果

这种VSWR保护机制用于保护GSM PA严重不匹配。定向耦合器和双检测器用于检测反射系数。当VSWR超过安全限值时，保护电路会通过调节其电源控制引脚上的电压来降低放大器的输出功率。

VSWR检测电路如图6所示，由定向耦合器，双对数检测器和钳位电路组成。 HPA和负载之间的定向耦合器将入射和反射波的样本耦合到耦合和反射端口，然后将其馈送到双对数检测器，例如ADL5519或AD8302。定向耦合器具有30 dB耦合系数和900 MHz时大于15 dB的方向性，用于将耦合和反射信号定位在探测器的探测范围内。

来自定向耦合器的反射端口（P D ）的功率（与VSWR成比例）被馈送到一个探测器的输入通道。来自耦合端口（P C ）的功率（与VSWR无关）被馈送到另一个输入通道。如等式3所示，双对数检测器计算这两个信号的对数减法，导致差值输出V DIFF 与反射和耦合信号的比率成比例，其等于反射系数。该方程适用于具有高方向性（》 40 dB）的耦合器。在较低的方向性下，测量的V DIFF 输出将是VSWR的相位的函数。发现15 dB的方向性足以区分1.5和3.0的VSWR，而不必担心VSWR的相位。

其中，

V DIFF 是双对数放大器检测器的差分输出（V）

V SLP 是斜率（mV）对数放大器检测器的/ dB）

P INT 是V OUT 与P IN 的X轴截距（dBm） 》曲线（见图4）

V LVL 是恒定的共模电压电平（V）

Z IN 是探测器的输入阻抗《 / p》

当对数检波器的差分输出（V DIFF ）增加预定电压电平（V REF 时，基于运算放大器的钳位电路触发），表示高VSWR条件。一旦检测到高VSWR条件，HPA将使用其电源控制电压端口（V APC ）关闭到安全工作模式。在决定V REF 水平时，应考虑P OUT 与PA的V APC 特性。在此工作模型中，V REF 电平设置为触发钳位电路，VSWR》 1.5：1。

当在900 MHz时P OUT = 34.5 dBm的VSWR》 4：1时，图7所示的GSM PA受到不可逆转的损坏。在使用这些条件进行的探测器电路的实验测试中，类似的GSM PA即使在经受VSWR》 15：1之后仍然起作用，如图8所示。这些结果表明该装置能够在严重下保护功率放大器。错配条件。