利用无线电标准驱动的宽带接收器

宽带接收器通常使用固定的本地振荡器从900 MHz的频率下变频到5到25 MHz的基带，并直接转换为数字。其中的许多单独信号通道被数字地过滤，解调和处理。这种用于基站的系统降低了成本和复杂性 - 它们仅需要单个高频模拟前端。但关键链路A / D转换器必须具有出色的性能。

宽带接收器的A / D规格由系统无线电标准驱动。为了在存在强附近信号的情况下接收远距离信号，蜂窝基站接收器必须具有宽动态范围。例如，GSM规范要求接收机能够在存在许多其他信号的情况下准确地将信号数字化为-13 dBm至-104 dBm（图1） - 动态范围为91 dB！这意味着转换器和模拟前端的无杂散动态范围（SFDR）必须约为95到100 dBFS。具有给定幅度的转换信号的SFDR是该幅度与转换器的奈奎斯特频谱中找到的最大寄生频率分量的对数比（dB）（0到F s / 2 Hz）。

最大的杂散，通常由前端强信号的失真分量产生，可以掩盖接收器处理的弱边缘信号。 SFDR 规范允许评估接收机本底噪声附近信号的信噪比（或SNR的倒数，误码率 - 数字接收机中的误码率）。

GSM是使用宽带技术实现的更难的标准之一，因此它是某些转换器规范重要性的一个很好的例子。其他标准，如AMPS（北美模拟蜂窝），对接收机设计要求不高，很容易使用宽带实现。

满量程SINAD和SNR虽然适用于单音输入信号，但无法为宽带无线电中存在的无数信号和宽频带提供完整的图像。多音调测试和SFDR功率扫描提供更多信息。

转换器在数字化满量程信号时的表现通常与使用较小信号10~20,30或更低dB的满量程信号表现不同宽带无线电。图2显示了12位，50 MSPS AD8011的SFDR与信号幅度的关系。由于转换器积分非线性和满量程的跟踪/保持摆率限制，SFDR实际上随着信号电平在全量程附近降低而提高，从而提供更大的动态范围。 SFDR比率对于较低的信号电平更好，因为转换器在其余范围内更加线性。多个信号也会产生接近满量程的代码，但随机非相关信号的求和类似于抖动。

抖动是一种通过制作将非线性降低到有效本底噪声的技术。每次对给定的模拟电平进行采样时，转换器都会使用其范围的不同部分。它可以通过模拟或数字方法实现。数字地，生成伪随机数（抖动），转换为模拟，并与模拟输入信号重复求和[因此给定电平的每个转换结果取决于抖动值]。在每次转换之后，从数字输出中减去伪随机数字值。该技术减少了通过重复地执行相同的非线性而产生的频谱内容。在宽带接收器中，背景噪声和其他非相关信号提供抖动的一些好处，但通常有意添加抖动以改善动态性能。

三阶互调失真 ：（IMD）在存在许多较小信号时存在两个大信号的情况下很重要。两个最大的信号将产生由非线性引起的杂散（2 f 2 - f 1 ） 和 （2 f 1 - f 2 ）。重要的杂散可以覆盖位于这些频率的小的所需信号，其方式与谐波可以屏蔽小信号的方式相同;由于这些产品总是落在带内，因此无法过滤。 IMD对于它对较大信号的影响并不重要，但对于干扰附近信道中的较小信号并不重要。图3中的上部IMD产品可以清楚地看到带状别名。还表明，除了IMD之外，其他马刺也会出现问题。在这种情况下，2的大杂散（ f 2 - f 1 ）表示测量例如双音SFDR与双音IMD一样重要。

差分线性误差（DNL）虽然是特定于体系结构，但由于多级转换器中的不匹配而增加。当低信号电平跨越相对较差的代码（在DNL图中突出的代码）时，它们变得很重要。通过SFDR在-25和-40 dBFS之间的急剧下降，可以在图4的SFDR图中看到这种效应。失配的均方根误差保持不变，但随着信号电平降低，SFDR变得更糟，并成为对虚假项更重要的贡献。再往下，信号不再穿过这些不匹配，SFDR保持高电平。多个信号或添加的抖动可以减少此误差源，从而提高接收器的性能。

前室：当A / D转换器在宽带架构中接收多个通道时，每个信号电平必须远小于转换器的满量程。单独一个信号可能使用转换器的满量程范围，但是当可能存在两个信号时，每个信号必须是半幅度（-6 dB），假设相等信号功率，以防止输出削波，因为这些信号在其峰值处相加在一起。 每次信号数量加倍需要将各个电平降低6 dB。例如，4个通道为-12 dBFS，8个通道为-18 dBFS。多通道无线电必须具有足够的动态范围，以通过降低可用信号电平来解决丢失的SNR。此外，无线电设计人员保留3至15 dB作为ADC范围顶部的裕量，以防止不可避免的高入射峰值与均方根比率和饱和度造成的削波，因为当新呼叫者进入时，附加信号会进入带内。

其他ADC要求

采样率：许多宽带无线电将RF频谱混合到基带（从直流到某些信号的一系列信号）高频率）使用宽动态范围，超高截取点混频器，如AD831（ 模拟对话 28-2，第3-5页）。这种无线电的转换器要求采样率至少是最高频率的两倍（奈奎斯特速率），即从直流到10 MHz的信号范围最小为20 MSPS，通常至少有20％的额外余量，将所需的编码率提高到约25 MSPS。

采用模拟和数字标准，过采样可提供处理增益，从而提高有效SNR。对于数字调制数据，ADC应采用数据速率的整数倍进行采样，以使通道中心位于FFT或滤波器区的中心。例如，如果接收器正在解码GSM分组，则采样率将是270.833kHz数据速率的倍数。典型的GSM接收器使用每比特48个样本的倍数，基本采样率 F s ，13 MSPS。 [1] 模拟接收的采样率（例如AM和FM）是信道带宽的倍数。使用30kHz标准的AMPS，典型采样率1024 [2] 倍于带宽为30.72 MSPS。

驱动和滤波：基带采样的替代方法是对第二或第三奈奎斯特区域中的IF信号进行采样[即（ N -1） F s / 2到 NF s / 2]。因此，第二个奈奎斯特区来自 F s / 2到 F s ;第三个是从 F s 到（3/2） F s 。对于 F s = 25 MSPS，第二个区域为12.5 MHz至25 MHz;第三个是25-37.5 MHz。使用更高的区域可以大大放宽驱动放大器的谐波要求，因为对于高于第一奈奎斯特区域的频率，滤波更容易。

在10 MHz基带，对于具有1 MHz信号的70 dB谐波抑制，驱动放大器必须具有70 dB的谐波性能，因为抗混叠滤波器不得滤除低于10 MHz的谐波。但如果系统设计为26 MHz的1 MHz基带信号（ F s + 1 MHz，在第三奈奎斯特区域内），则二次谐波将为52 MHz，远远超出数字转换器抗混叠滤波器的25至37.5 MHz通带（图5）。无需牺牲转换器精度;由于采样系统内的信号折叠，所有转换器谐波始终落在“带内”。对于放宽的滤波器规格，通过增加放大器性能的权衡来简化模拟电路要求。但互调要求不能降低;对于放大器和转换器，IM必须始终处于带内。

[1] 其他可能的采样频率包括26 MSPS和39 MSPS，均为13的倍数MSPS。

[2] 其他倍数通常可以是2的幂，并且在可用转换器的采样率范围内。

宽带无线电过采样和过程增益

通过称为处理增益的数值运算可以改善SNR。在任何数字化过程中，信号采样越快，本底噪声越低。 SNR没有改善，总的集成噪声保持不变，但它分布在更多的频率上。噪声基底遵循等式（b =分辨率）：

本底噪声 = 6.02 b + 1.8 + 10 log（ F s / 2 BW ）

这表示转换器的量化噪声，并显示噪声与采样率之间的关系。采样率的每次加倍都会使有效本底噪声降低3 dB。

虽然通过提高采样率可以获得一些收益，但它们相对较小。然而，当用数字信号处理芯片对信号进行信道化和滤波时，在数字滤波过程中实现了重要的增益。例如，如果使用40906 MSPS的AD9042采样数字化30 kHz AMPS信号，则只有一小部分宽带噪声通过数字滤波器通带。通带中的噪声降低0.03 MHz / 20.48 MHz，以对数形式记录为10 log（20.48 MHz / 30 kHz）或28.3 dB。

考虑到这一点，有效的SNR对于给定的信号则

SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log（ F s /（2 x BW ）） - HR

如果已知实际SNR规范，则将其替换为（6.02 b +1.8）项。如果转换器的SNR规格为67 dB，有8个信号，则每个信号将低于满量程18 + 12 dB（净空-HR）（如上所述）。因此，总信号电平将比满量程低30dB（即，SNR降低到37dB）。但有效信道SNR将为67 + 28.3-30 = 65.3 dB。