可用于传感器应用的激励方法和测量技术介绍

简介

输入传感器或传感器分为主动或被动。 无源传感器，如热电偶或光电二极管（在电压输出模式下）是双端口设备，可直接将物理能量转换为电能，无需激励源即可生成输出信号。 有源传感器（如一般的有源电路）需要外部激励源。例子可以在基于电阻的传感器中找到，例如热敏电阻，RTD（电阻温度检测器）和应变计;它们需要一个电流或电压进行激励才能产生电输出。

本文将考虑各种激励方法，这些方法可用于有源传感器/传感器应用，并将显示一些典型电路。讨论包括使用电流和电压的交流和直流激励技术的优点和缺点。使用数据采集系统精确测量低电平模拟信号通常需要的不仅仅是将传感器的输出连接到信号调理电路，然后连接到模数转换器。为了保持测量系统内的高分辨率和准确度，设计人员必须谨慎选择换能器的激励源 - 以及用于将低电平模拟信号从换能器传送到A / D的现场接线方案转换器。图1显示了基于传感器的数据采集系统的概括框图。在这些系统中采集的数据的完整性取决于此处所示的模拟信号路径的所有部分。

对于给定的激励源，系统设计人员面临着测量输出的挑战发出信号并处理可能出现的问题。例如，布线电阻和噪声拾取是与基于传感器的应用相关的最大问题。有多种测量技术可用于从测量系统中寻求最佳性能。主要选择包括比率和非比例操作，以及2线对3线和4线开尔文力/感应连接。

激励技术

可以使用受控电流或电压激励有源传感器。电压和电流激励之间的选择通常由设计者决定。在数据采集系统中，常见的电压激励用于应变和压力传感器并不常见，而恒流激励用于激励电阻传感器，如RTD或热敏电阻。在嘈杂的工业环境中，电流激励通常是优选的，因为它具有更好的抗噪性。

交流或直流激励源可用于传感器应用;每个都有优点和缺点。与直流激励相关的优点包括实现简单和低成本。直流激励的缺点包括难以将实际信号与由于偏移和寄生感应热电偶效应引起的不需要的直流误差分开。直流偏移不固定;由于温度漂移以及热噪声和1 / f噪声源，它们会出现不可预测的变化。

虽然交流激励技术的实施成本更高，但它们具有许多性能优势。交流激励的操作类似于精密放大器中使用的斩波方案;它有利地用在换能器信号调节电路中，以消除偏移误差，平均输出1 / f噪声并消除寄生热电偶引起的影响。随着对1 / f噪声的灵敏度降低，可以用更低的激励电流或电压产生可辨别的输出信号。激励减少意味着电阻传感器中电流的自热效应可以大大降低。由于涉及的带宽相对较窄，因此交流激励也可能比直流激励提供更强的抗RF干扰能力。

选择激励源有两个主要因素可以提高整体系统性能。首先，分辨率：激励的幅度应足以使被测变量的最小变化产生来自换能器的输出，该输出足够大以克服系统中的噪声和偏移。二，功率水平：如果传感器是电阻式的，设计者必须确保流过传感器的激励电流的自热效应不会对测量结果产生不利影响。

比率Vs非比例运算

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图2显示了桥式传感器应用中的比例式配置。相同的参考源用于换能器激励和A / D转换器。激励的给定百分比变化通过转换过程中相同的百分比变化来抵消（反之亦然）。 ADC输出代码D OUT 是转换器输入AIN与其参考电压VREF之比的数字表示。由于转换器的输入及其参考源自相同的激励源，因此激励的变化不会引入测量误差。因此，在比例式配置中，如果由传感器测量的变量不变，则来自ADC的数字输出代码不受桥激励变化的影响。

因此，准确的稳定参考不是必须实现准确的测量。比例操作非常强大;它允许使用系统模拟电源进行测量和控制，以获得与电压基准或励磁电源稳定性无关的精度。由于大多数ADC的电源抑制相当高，因此电源电压的漂移不会对测量产生不利影响。

图3展示了直流非比率运算的缺点。它显示了桥式传感器应用中的典型非比率配置。与前一个应用程序一样，ADC输出数字代码D OUT ，即AIN与VREF的比率。在该示例中，输出代码对桥激励和参考电压之间的相对变化敏感。激励电压的任何变化都会导致ADC看到的模拟输入电压发生变化。由于参考与激励无关，因此数字输出代码将反映改变的激励。非比率电路主要适用于需要针对绝对参考进行测量的应用，或者单个转换器用于各种无关模拟输入的应用。由于参考，激励等的变化不会被消除，但会反映在测量中，因此大多数应用都需要高精度，精确和稳定的参考和激励源。

In在高分辨率数据采集系统的设计中，设计人员应始终牢记比例运算的成本效益，无论何时使用均可。

接线配置

种类繁多在温度测量应用中连接到电阻传感器（如RTD和热敏电阻）时可采用的接线配置。基本的2线，3线和4线连接如图4所示。为什么这些格式具有各种复杂性和成本？如果不采取足够的预防措施来消除它们，则引线电阻会引入显着的测量误差，特别是在低电阻100 W RTD应用中。在RTD电路中，受控（通常是恒定的）电流通过传感器，该电阻器的电阻逐渐地，可重复地并且随温度近似线性地增加。随着电阻的增加，其电压降会增加，虽然很小，但可以毫无困难地进行测量。

在理想的应用中，测量的电压应仅包括传感器本身的电阻增加。然而，在实践中，尤其是在双线配置中，测量点处的传感器端子之间的实际电阻包括传感器和引线的电阻。如果引线电阻保持不变，则不会影响温度测量。但是，导线电阻确实随温度而变化;随着环境条件的变化，导线电阻也会发生变化，从而引入误差。如果传感器是远程的并且导线非常长，则这种误差源在RTD应用中将是显着的，其中标称传感器值将是100W或1kW，并且增量变化通常为0.4％/°C的量级。 。标称传感器电阻值高于RTD的热敏电阻应用往往对引线电阻不太敏感，因为引线的误差较小。

上面显示的2线配置左边是上面显示的三个系统中最不准确的，因为引线电阻2RL及其随温度的变化会产生显着的测量误差。例如，如果每根导线的每根导线的引线电阻为0.5 W，则RL会在电阻测量中增加1 W的误差。使用温度= 0.00385 /°C的100 W RTD，电阻表示1 W /(0.385W /°C）或2.6°C的初始误差，引线电阻随环境温度的变化会造成进一步的误差。 / p>

由于省去了一根载流引线，图4中的3线配置比2线配置有显着改进。如果返回到V（+）的测量线馈入高阻抗节点，则该线中没有电流流动，并且不会引入布线错误。然而，RTD返回线到V（ - ）和I（ - ）的引线电阻和热特性仍然会引入误差，因此误差减少到双线系统误差的一半。

与2线和3线配置相比，图4中的4线配置在精度和简单性方面提供了最佳性能。在该应用中，通过测量RTD处的温度来消除由引线电阻和热加热效应引起的误差。来自RTD的返回线通常由高阻抗电路（放大器/模数转换器）缓冲，因此返回线中没有电流流动，也没有引入错误。

如果两个匹配的电流有源，可以设计3线系统，基本上消除任何布线电阻或热效应。使用AD7711转换器的一个例子如图5所示。激励由来自上部200μA电流源的电流提供，流过连接线RL1的电阻。较低电流源提供流过另一测量线的电流，具有电阻RL2，产生与RL1上的压降基本相等且相反的电压降，当差分测量时抵消它。两个电流的总和无害地通过返回线（RL3）流到地（差分测量忽略共模电压）。流过12.5 kW系列电阻的200μA电流产生一个电压，用作转换器的参考电压，提供比率测量。

AD7711，一个高电平分辨率sigma-delta ADC，将RTD的电压转换为数字。 AD7711是此应用的理想转换器选择;它提供24位分辨率，片上可编程增益放大器和一对匹配的RTD激励电流源。从示例中可以明显看出，可以构建完整的解决方案，而无需额外的信号调理组件。

交流激励

图6显示了与桥式传感器应用中的直流激励和测量相关的一些系统误差源。在这个桥接电路中，无法区分放大器的直流（和低频）输出实际来自电桥的数量以及错误信号的数量。除非使用某种方法来区分实际信号与这些误差源，否则不能处理由1 / f噪声，寄生热电偶和放大器偏移引入的误差。交流激励是解决这个问题的一个很好的解决方案。

来自桥式传感器的信号，取决于激励，通常很小。如果激励为5 V且电桥灵敏度为3 mV / V，则最大输出信号为15 mV。这些低电平信号提供的信息的劣化源包括噪声（热和1 / f），来自寄生热电偶的电压和放大器偏移误差。例如，寄生热电偶存在于正常电路布线中。如果电路上存在热梯度，则锡铅焊料和铜PC板迹线之间的连接点会引入3到4μV/°C的热电偶效应。电路板的铜迹线和放大器的可伐合金引脚之间也会存在热电偶结，可能会产生高达35μV/°C的电压误差。在高分辨率数据采集系统中，这些热电偶误差，以及放大器偏移误差和系统中的噪声，都会产生明显的直流和低频误差。

交流激励是将这些错误与信号分离的有效方法。通过使用方波进行交流激励，激励信号的极性在测量之间反转，可以有效地消除感应的直流误差。这种斩波方案还具有去除1 / f噪声的效果，在这些应用中，低噪声（直流到几Hz）占主导地位。

图7显示了如何配置桥接交流激励。使用晶体管Q1至Q4执行切换，在交替周期上反转到桥的激励电压的极性。所有感应的直流和低频误差都被归为EOS。在阶段1期间，Q1和Q4 on ，而Q2和Q3 off ;输出VOUT由（V A + E OS ）给出。在阶段2期间，Q2和Q3导通，而Q1和Q4截止，输出V OUT ，由（-V A + E OS <表示/子>）。实际输出是两个相位的总和，给出V OUT = 2×V A 。用于交流激励的控制信号必须是非重叠的时钟信号。该方案以更复杂的设计为代价消除了与直流激励相关的误差。

图8显示了使用AD7730桥式传感器ADC的桥式传感器应用，其中包括片上所有必要的电路在激励切换后实现交流激励并产生计算输出结果。

AD7730Σ-ΔADC是一种完整的模拟前端，适用于称重和压力测量应用。它采用+ 5V单电源供电，可直接接收来自传感器的低电平信号，并输出一个串行数字字。输入信号应用于基于模拟调制器的专有可编程增益前端。具有可调滤波器截止，输出速率和建立时间的低通可编程数字滤波器处理调制器输出。有两个缓冲差分可编程增益模拟输入，以及差分参考输入。它接受四个单极和双极模拟输入范围，从10 mV到80 mV满量程。

直接可达到的峰峰值分辨率为230英寸计数。片上6位DAC允许在称重应用中补偿皮重电压。该器件的串行接口可配置为三线操作，并与微控制器和数字信号处理器兼容。 AD7730包含自校准和系统校准选项，偏移漂移小于5 nV /°C，增益漂移小于2 ppm /°C。通过这种漂移性能，通常不需要现场校准。

在图8中，晶体管Q1至Q4执行激励电压的切换。这些晶体管可以是离散匹配的双极或MOS晶体管 - 或者专用的桥驱动器芯片，如Micrel的4427可用于执行任务。

由于模拟输入电压和参考电压相反在交替周期内，AD7730必须与激励电压的这些反转同步。对于同步切换，它提供用于切换激励电压的逻辑控制信号。这些信号是非重叠的CMOS输出，ACX和 ACX 。交流激励遇到的一个问题是切换后模拟输入信号的建立时间，特别是在从桥接器到AD7730的引线较长的应用中。转换器可能会产生错误数据，因为它正在处理未完全稳定的信号。因此，允许用户在ACX信号的切换和模拟输入处的数据处理之间编程延迟高达48.75μs。 AD7730还可根据输出更新速率调整ACX开关频率。这样可以避免以比系统要求更快的速度切换网桥。

AD7730处理与激励电压相同的参考电压的能力在交流激励中特别有用，其中参考输入上的电阻分压器布置增加了与开关相关的建立时间。

交流激励可以有效地用于消除使用电阻传感器的温度测量应用中的自加热效应。当使用RTD测量温度时，激励电流本身（无论多小）产生I 2 R或焦耳加热，产生略高于测量温度的指示温度。自热程度在很大程度上取决于RTD浸入的介质。 RTD将在静止空气中自动加热至高于移动水的温度。

通过常用的直流激励，通过传感器的激励电流必须足够大，以使最小的温度变化为测量结果是电压变化超过系统噪声，系统偏移和漂移。克服这些误差所需的激励电流通常为1mA或更大。 RTD中消耗的功率导致其温度升高，从而在测量中引入漂移误差，这降低了系统精度。例如，使用1-mA直流激励源和1-kW RTD，其自热效应为0.05°C / mW，导致漂移误差为0.5°C。

由于交流激励源会降低偏移和漂移效应，因此在许多应用中可以使用更小的激励电流。因此，降低的激励电流不仅降低了RTD中的自热效应（通过电流减少的平方！）;如上所述，它还降低了相关的直流和低频输出误差。

图9显示了用于交流激励RTD测量的AD7730高分辨率Σ-Δ转换器。在此应用中，AD7730采用分离电源供电，即AV DD 和DV DD 处于不同的电位，AGND和DGND处于不同的电位。通过这种安排，AV DD 或DV DD 必须不超过AGND 5.5V。因此，当使用±2.5 V模拟电源工作时，DV DD 必须相对于数字地（系统地）限制为+3 V.

AD7730的ACX控制此应用中电流反转的输出是根据AV DD 和AGND电源建立的。当ACX为高电平时，100μA的电流在一个方向上流过RTD;当ACX为低电平时，100μA电流以相反方向流过RTD。开关极性电流源采用运算放大器U1和U2，采用标准电压 - 电流转换配置。 AD7730配置为交流激励模式，在其ACX输出端产生方波。在转换过程中，ADC获取两个转换结果 - 在ACX信号的每个相位上一个 - 并在ADC内组合它们以产生一个表示测量温度的数据输出字。

例如，如果在ACX信号的第一阶段期间的RTD输出为10 mV，并且由于寄生热电偶而存在1 mV电路引起的直流误差，则ADC测量为11 mV。在第二阶段，激励电流反向，ADC从RTD测量为-10 mV，再次出现+ 1 mV直流误差，在此阶段产生-9mV的ADC输出。这些测量在ADC内处理（11 mV - （ - 9mV）/ 2 = 10mV），从而消除了系统内的直流误差。交流激励允许100μA附近的电流有效地用于RTD应用，如图9所示，大大降低了自热效应。

因为转换器的参考电压是使用激励电流产生的，RTD的电阻是按比例测量的。因此，电压 - 电流转换器中的外部电阻值不会影响系统精度，因为驱动电流的精确值并不重要，约为1％。因此，100 ppm /°C的电阻就足够了。然而，使用电流来产生ADC参考电压的RREF的电阻必须在整个温度范围内保持稳定，以避免测量输出中的参考引起的误差。通过所示电路，可以轻松调节-200°C至+ 200°C的温度范围。

如果斩波处于线路频率（50或60 Hz），线频拾取可产生偏移，建议在异步57 Hz（发生滤波器空值）时进行斩波器操作。在单极性0-20 mV范围内使用AD7730且更新速率为57 Hz时，可实现16位峰峰值分辨率。在RTD应用中使用AD7730的另一个重要好处是它对辐射电场和快速瞬态脉冲（EFT）的抗扰度。在嘈杂的环境中工作时，建议在斩波模式下使用AD7730。 AD7730中使用的斩波稳定技术可消除失调并最大限度地减少失调漂移。当AD7730在CHOP模式下工作时，信号链（包括第一级滤波器）会被斩波。这会将整体漂移性能降低到5 nV /°C以下。 AD7730可在30 MHz至1 GHz的电场（1 V / m至3 V / m）下工作，在整个频率范围内具有平坦偏移。在没有斩波的情况下，在存在电场的情况下，偏移性能会下降并随频率漂移。

总结

在设计高分辨率数据采集系统时，必须注意选择激励方法，换能器的激励源以及用于传输低电平模拟信号的现场布线方案从传感器到A / D转换器。

传感器可以用交流或直流电流或电压激励。 DC比激励更广泛地使用DC，因为使用直流激励的系统更容易实现和排除故障;但它们有许多缺点。传感器的激励幅度必须足够大，以便测量的最小变化导致电压变化超过系统的噪声，偏移和漂移。

如果大的直流误差和低频噪声预计，交流激励是有用的。激励源在交替的周期上切换，测量得到的振幅并取平均值以提供转换结果。因此，交流激励消除了信号链中1 / f噪声和直流感应寄生热电偶效应的影响。这允许大大减少激励，从而减少基于电阻的传感器中的自加热引入的误差。这些好处通常会超出实施成本稍高的缺点，并且在进行测量之前必须注意确保足够的安置。

可选择传感器接线配置，包括2到4根线，具体取决于所需的精度。四线配置可消除由于引线电阻和布线中的热效应引起的误差，从而提供最佳精度。系统可配置有共同的激励和参考（比例），或具有独立的参考（非比例）。比率是优选的，因为它允许测量和控制的精度大于电压参考或激励电源的稳定性。测量对激励变化不敏感。

结论：在可能的情况下，高分辨率数据采集系统的最佳设计应使用4线配置，并利用比率运算和交流激励的优势。