运算放大器多谐振荡器的比较和转换案例

运算放大器多谐振荡器是一种非反相运算放大器电路，可借助RC反馈网络产生自己的输入信号

运算放大器或Op-amp是一种非常通用的设备，可用于各种不同的电子电路和应用，从电压放大器到滤波器，再到信号调节器。但是，基于任何通用运算放大器的一个非常简单且非常有用的运算放大器电路是Astable运算放大器多谐振荡器。

我们在关于顺序逻辑的教程中看到多谐振荡器电路可以用晶体管构建，逻辑门或来自专用芯片，如NE555定时器。我们还看到，非稳态多谐振荡器在两个不稳定状态之间连续切换，无需任何外部触发。

但使用这些元件产生非稳态多谐振荡器电路的问题在于基于晶体管的非稳态器件，很多需要额外的元件，数字电源通常只能用于数字电路，而555定时器的使用可能并不总是给我们一个没有额外偏置元件的对称输出。然而，运算放大器多谐振荡器电路可以为我们提供良好的矩形波信号，仅使用四个元件，三个电阻和一个定时电容。

运算放大器多谐振荡器是一个非常稳定的振荡器电路，它使用连接到运算放大器的反相输入的RC定时网络和连接到另一个非反相输入的分压网络来生成矩形输出波形。

与单稳态或双稳态不同，非稳态多谐振荡器有两种状态，它们都不稳定，因为它在这两种状态之间不断切换，每种状态所花费的时间由电容器通过电阻充电或放电控制。

在运算放大器多谐振荡器电路中，运算放大器用作模拟比较器。运算放大器比较器比较两个输入端的电压，并根据输入是大于还是小于某个参考值 V REF 给出正输出或负输出。

然而，由于开环运算放大器比较器对其输入电压变化非常敏感，因此输出可以在其正， + V（sat）之间不受控制地切换。每当测量的输入电压接近参考电压 V REF 时，负极， -V（sat）供电轨。

为消除任何不稳定或不受控制的开关操作，多谐振荡器电路中使用的运算放大器配置为闭环施密特触发器电路。考虑下面的电路。

运算放大器施密特比较器

运算放大器上面的比较器电路配置为施密特触发器，使用电阻 R1 和 R2 提供的正反馈来产生滞后。由于此电阻网络连接在放大器输出和非反相（+）输入之间，当 Vout 在正电源轨饱和时，正电压施加到运算放大器的非反相输入。同样，当 Vout 饱和到负电源轨时，负电压会施加到运算放大器的非反相输入端。

由于两个电阻器配置在整个运算放大器上-amps输出作为分压器网络，参考电压 Vref 因此将取决于反馈到非反相输入的输出电压的分数。该反馈分数β的给出如下：

其中 + V（sat）是正运算放大器DC饱和电压， -V（sat）是负运算放大器DC饱和电压。

然后我们可以看到正或参考电压 + Vref （即反相输入电压的最大正值）如下： + Vref = + V（sat）β -Vref = -V（sat）β。

因此，如果 Vin 超过 + Vref ，则运算放大器开关状态，输出电压降至其负DC饱和电压。同样，当输入电压低于 -Vref 时，运算放大器再次切换状态，输出电压将从负饱和电压切换回正DC饱和电压。施密特比较器在两个饱和电压之间切换时给出的内置迟滞量由两个触发参考电压之间的差值定义为： V HYSTERESIS = + Vref-（ -Vref）。

正弦到矩形转换

除运算放大器多谐振荡器外，施密特触发器比较器的众多用途之一就是我们可以用它将任何周期性的正弦波形转换成矩形波形，只要正弦波的值大于电压参考点。

事实上，施密特比较器总是产生一个独立于输入信号的矩形输出波形波形。换句话说，电压输入不必是正弦波，它可以是任何波形或复杂波形。考虑下面的电路。

正弦到矩形转换器

因为输入波形会如果是周期性的并且其幅度足够大于其参考电压 Vref ，则输出矩形波将始终具有相同的周期， T 因此频率ƒ作为输入波形。

通过用电位计替换电阻 R1 或 R2 ，我们可以调整反馈分数，β 因此，非反相输入端的参考电压值会使运算放大器在每个半周期的0到90 o 范围内改变状态，只要参考电压 Vref 保持低于输入信号的最大幅度。

运算放大器多谐振荡器

我们可以采用将周期波形转换为矩形输出的想法通过连接RC定时电路替换正弦输入跨越运算放大器输出。这次，我们可以使用电容器充电电压 Vc 来改变运算放大器的输出状态，而不是用于触发运算放大器的正弦波形。

运算放大器多谐振荡器电路

那么它是如何工作的。首先假设电容器完全放电，运算放大器的输出在正电源轨上饱和。电容 C 开始从输出电压 Vout 通过电阻器 R 充电，其速率由 RC <确定/ span>时间常数。

我们从RC电路的教程中了解到，电容器需要完全充电到 Vout （ + V（）在五个时间常数内。但是，只要运算放大器反相（ - ）端的电容充电电压等于或大于同相端的电压（运算放大器输出电压分数除以电阻 R1 和 R2 ），输出将改变状态并被驱动到相反的负电源轨。

但是电容器一直快乐地向正电源充电（ + V（sat）），现在看到其板上的负电压 -V（sat）。输出电压的这种突然反转导致电容器以 RC 时间常数再次指示的速率向 Vout 的新值放电。

运算放大器多谐振荡器电压

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运算放大器的反相端子达到新的负参考电压后， -Vref 在非反相端，运算放大器再次改变状态，输出被驱动到相反的供电轨电压 + V（sat）。电容器现在看到其板上的正电压，充电周期再次开始。因此，电容器不断充电和放电，从而产生稳定的运算放大器多谐振荡器输出。

输出波形的周期由两个定时元件的 RC 时间常数决定。以及由 R1，R2 分压器网络建立的反馈比，用于设置参考电压电平。如果放大器饱和电压的正负值具有相同的幅度，那么 t1 = t2 并且给出振荡周期的表达式变为：

然后我们可以从上面的等式中看出，运算放大器多谐振荡器电路的振荡频率不仅取决于 RC 时间常数，但也反馈分数。但是，如果我们使用的反馈分数0.462（β= 0.462），那么电路的振荡频率将仅等于1 /如图所示，因为线性对数项变为等于1。

运算放大器多谐振荡器示例No1

运算放大器多谐振荡器电路使用以下组件。 R1 =35kΩ， R2 =30kΩ， R =50kΩ且 C = 0.01uF 。计算振荡的电路频率。

然后振荡频率计算为 1kHz 。当β= 0.462 时，该频率可以直接计算为：ƒ= 1 / 2RC 。此外，当两个反馈电阻相同时，即 R1 = R2 ，反馈分数等于3，振荡频率变为：ƒ= 1 / 2.2RC 。

我们可以通过用电位计替换其中一个反馈电阻来进一步采用这个运算放大器多谐振荡器电路，以生成如图所示的可变频率运算放大器多谐振荡器。

变量运算放大器多谐振荡器

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通过调节β1和β2输出频率将改变以下数量。

电位器刮水器β1

电位器刮水器β2

然后在这个简单例如，我们可以生产一个运算放大器多谐振荡器电路，它可以通过改变 RC 元件值，产生100Hz至1.2kHz的可变输出矩形波形，或者我们要求的任何频率范围。

我们有从上面可以看出，运算放大器多谐振荡器电路可以使用标准运算放大器（例如741）和一些附加组件构建。这些电压控制的非正弦弛豫振荡器通常限制在几百赫兹（kHz），因为运算放大器没有所需的带宽，但仍然可以制造出优秀的振荡器。