运算放大器单稳态电路比较及波形电路案例

运算放大器单稳态多谐振荡器是一种电子电路，在外部触发时会产生单个定时矩形输出脉冲。

可以使用分立元件或数字逻辑门轻松制作单稳态电路，但单稳态电路可以也可以使用运算放大器构建。

运算放大器单稳态多谐振荡器（单次多谐振荡器）电路是正反馈（或再生）开关电路，只有一个稳定状态，产生指定持续时间 T 的输出脉冲。

外部触发信号用于改变状态，并在一段设定的时间后，以微秒，毫秒或秒为单位一个由RC分量确定的时间周期，单稳态电路然后返回到其原始稳定状态，直到下一个触发输入信号到达为止。

基本单稳态多谐振荡器框图如下：

运算放大器Monostable Block Diagr am

上面的框图显示了通过添加外部电阻构建单稳态多谐振荡器（ R ）和开关电路上的电容（ C ）。可以使用晶体管，数字逻辑门或通用运算放大器来制造开关电路。电阻 - 电容组合的时间常数τ决定了脉冲的长度， T 。

在本教程中，我们将构建一个单稳态多谐振荡器使用具有正反馈路径的运算放大器比较器电路的电路。由于反馈是正的，电路是再生的，即它增加了差分输入信号。

运算放大器单稳态电路

首先让我们考虑反相放大器电路如图所示。

在这种反相运算放大器配置中，一些输出信号（称为反馈分数）被反馈到通过电阻网络实现运算放大器的反相输入。

在这种基本的反相配置中，反馈分数因此被反馈到反相输入端是负的。输出和反相输入端之间的负反馈配置强制差分输入电压为零。

这种负反馈的结果是运算放大器产生放大的输出信号，该信号与输入信号的相位差为180 o 。因此，从输出反馈的反相端电压 -V 的增加会导致输出电压降低， V O 产生平衡

现在考虑使用相同的运算放大器电路，其中运算放大器的反相和非反相输入已经互换。也就是说，反馈信号反馈到同相输入，反馈过程现在为正，产生一个内置迟滞的基本运算放大器比较器电路。

运算放大器单稳态多谐振荡器电路围绕运算放大器构建，该运算放大器配置为闭环施密特触发器电路，该电路使用电阻 R1 和 R2 提供的正反馈来产生所需的滞后。正反馈的使用意味着反馈是再生的，并提供所需的状态依赖性，这实际上将运算放大器改变为双稳态存储器件。

考虑基本的运算放大器电压比较器以下电路。

运算放大器施密特比较器

电阻网络连接在运算放大器输出和非反相（ + ）输入之间。当 Vout 朝向正电源轨（+ Vcc）饱和时，相对于地的正电压将施加到运算放大器的非反相输入端。同样，当 Vout 朝向负电源轨（-Vcc）饱和时，相对于地的负电压将施加到运算放大器的非反相输入端。

由于两个电阻器以分压器网络的形式配置在输出端，因此非反相输入端的电压 V B 将取决于输出电压的一部分由两个电阻器的比率反馈。此反馈分数β的格式如下：

请注意，我们可以制作通过将电阻 R 1 和 R 2 替换为β变量的值电位器，其中电位器抽头直接连接到运算放大器的非反相输入，从而允许我们改变反馈分数。

由于滞后量与反馈分数的数量直接相关，因此最好避免构造具有非常小的滞后（小β）的施密特触发器运算放大器（再生比较器），因为这可能导致运算放大器在切换时在上下点之间振荡。

如果我们现在在输出和反相（ - ）输入之间的施密特触发器上放置反馈网络，我们可以控制施密特所需的时间。运算放大器改变状态。通过这样做，运算放大器反相输入的信号现在由运算放大器本身通过外部RC反馈网络提供，如图所示。

基本运算放大器单稳态电路

初次上电时（即 t = 0 ），输出（ V OUT ）将向正轨（ + Vcc ）饱和，或向负极饱和轨道（ -Vcc ），因为这是运算放大器允许的唯一两个稳定状态。让我们假设输出已经向正供电轨摆动， + Vcc 。然后，非反相输入端的电压 V B 将等于 + Vcc *β其中β是反馈分数。

反相输入保持在0.7伏特，二极管的正向电压降， D 1 并钳位到0v（接地） ）通过二极管，防止它更积极。因此， V A 的电位远小于 V B 时的电位，输出在 + VCC 。同时，电容器（ C ）充电至相同的0.7伏电压，并由二极管的正向偏压保持在那里。

如果我们如果将负脉冲施加到非反相输入，则 V A 时的0.7v电压现在变得大于 V B <的电压 ，因为 V B 现在为负数。因此，施密特配置的运算放大器的输出开关状态并向负电源轨饱和， -Vcc 。结果是 V B 的电位现在等于 -Vcc *β。

这个暂时的元 - 稳定状态导致电容器通过反馈电阻器以相反方向指数地充电， R 从+0.7伏特下降到刚刚切换的饱和输出， -Vcc 。二极管， D 1 变为反向偏置，因此无效。电容 C 将以时间常数τ= RC 放电。

一旦电容器电压 V A 达到与 V B 相同的电位，即 -Vcc *β，运算放大器切换回来到原来的永久稳定状态，输出再次在 + Vcc 饱和。

注意，一旦定时周期结束，运算放大器输出变回稳定状态并且朝向正电源轨饱和，电容器试图反向充电到 + Vcc ，但只能充电到由二极管正向压降给出的最大值0.7v。我们可以用图形方式显示这种效果：

运算放大器单稳态波形

然后我们可以看到负向触发输入，将运算放大器单稳态电路切换到临时不稳定状态。经过一段时间延迟， T ，而电容 C 通过反馈电阻 R 充电，电路切换回正常稳定状态一旦电容器电压达到所需电位。

输出矩形脉冲的这个时间延迟周期（ T ），即不稳定状态时间，给出如下：

运算放大器单稳态定时周期

如果两个运算放大器的反馈电阻具有相同的值，则为： R 1 = R 2 ，然后上面的等式也简化了：

显然有一定的时间电容器从 -Vcc *β再次充电到 V D （0.7v），因此在此期间第二个负脉冲可能无法启动新的定时周期。

然后为了确保运算放大器单稳态电路在应用下一个触发脉冲时的正确运行，触发脉冲之间的时间间隔，（ T 总 ）必须大于定时周期 T 加上电容器充电所需的时间，（ T 充电 ）。

充电恢复时间如下：

其中： Vcc 是电源电压， V D 是二极管正向压降，（通常为ab）输出为0.6到0.7伏特，β是反馈分数。

为了确保运算放大器单稳态电路具有良好的负触发信号，该信号开始于定时周期负向脉冲的前沿，以及当电路处于稳定状态时停止任何误触发，我们可以在输入端增加一个RC微分电路。

微分电路很有用从正方形或矩形输入波形产生负输出尖峰。比较器阈值电压的急剧和突然降低低于其反馈分数β值，将运算放大器单稳态驱动到其定时周期。使用电阻 - 电容（ RC 网络）形成微分电路，如图所示。

RC微分电路

上面的基本微分电路使用另一个电阻 - 电容（RC）网络，其输出电压是输入电压相对于时间的导数。当输入电压从0变为-Vcc时，电容开始以指数方式充电。由于电容器电压 Vc 最初为零，因此微分器输出电压突然从0跳到-Vcc，产生负尖峰，然后随着电容器充电而呈指数衰减。

对于RC微分电路，负尖峰的峰值近似等于触发波形的幅度。此外，作为一般经验法则，对于RC微分电路产生良好的尖锐窄尖峰，时间常数（τ）应至少比输入脉冲宽度小十倍。因此，例如，如果输入脉冲宽度为10 ms，则5RC时间常数应小于1 ms（10％）。

使用微分电路的优点是任何恒定的直流电压或缓慢变化的信号将被阻挡，仅允许快速变化的触发脉冲以启动单稳态定时周期。二极管， D 确保到达运算放大器非反相输入的触发脉冲始终为负。

将RC差分电路添加到基本运算放大器单稳态中可得到：

运算放大器单稳态电路

运算放大器单稳态示例No1

An运算放大器单稳态电路使用以下组件构建。 R1 =30kΩ， R2 =30kΩ， R =150kΩ且 C = 1.0uF 。如果运算放大器单稳态电源由±12V电源供电，定时周期以10ms脉冲启动。

计算电路定时周期，电容器恢复时间，触发脉冲与微分器网络之间的总时间值。绘制完成的电路。

给出的数据： R1 = R2 =30kΩ， R =150kΩ， C = 1.0uF 脉冲宽度等于10毫秒，（10ms）。

1。时间段， T ：

2。电容恢复时间：

3。触发脉冲之间的总时间：

4。输入脉冲为10ms，因此负尖峰持续时间为1ms（10％）。如果我们假设电容值 0.1uF ，则微分器RC值计算如下：

这为我们的示例提供了最终的运算放大器单稳态电路：

最终运算放大器单稳态电路

我们在本教程中已经看到，运算放大器Monostable电路可以使用通用运算放大器构建，例如741，还有一些额外的组件。虽然使用分立元件，数字逻辑门或通用555 IC芯片构建单稳态（单触发）电路可能更容易，但有时需要使用运算放大器构建单稳态电路用于模拟电路。

通过将运算放大器配置为具有正反馈的施密特触发器，输出脉冲的持续时间由RC定时电路的时间常数以及提供电阻分压器网络的电阻分压器网络的比率值决定。正反馈有助于使电路不稳定。