双管正激变换器为何被视为最可靠的转换器之一

文章作者简介：

Sanjay Havanur：Vishay公司任系统应用高级经理。IEEE会员，在功率转换领域有七项专利，发表过多篇论文。Havanur先生拥有印度理工学院的电气工程学士学位和电力电子硕士学位。

Philip Zuk：Vishay公司任高压MOSFET事业部的市场发展总监。RF领域有两项专利，发表过多篇论文。Zuk先生拥有加拿大红河学院毕业文凭以及曼尼托巴大学的电气工程学士学位和工商管理硕士学位。

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双管正激变换器得到广泛应用，并被视为最可靠的转换器之一。该拓扑因为许多原因而得到许多设计工程师的推崇。

-无死区时间要求，无直通机会

-任何情况下均无MOSFET体二极管导通

-不需要电阻电容缓冲电路

-MOSFET电压应力以最大供电电压为极限

-在宽输入电压范围和负载条件下的工作简单性

-处理多个隔离输出的能力

变换器的几个缺点是：

-由于没有零电压开关能力（ZVS），其工作频率受限

-需要两个晶体管 和两个快速恢复二极管

-作为单端转换器，它需要更大的变压器和输出电感器

双管正激变换器

双管正激变换器非常受150W - 750W ATX电源 / 银盒的欢迎，还与零电压开关（ZVS）LLC拓扑存在竞争关系。它是一种硬开关拓扑且不在ZVS模式下工作。但正因为如此，它提供了没有体二极管导通的优点。MOSFET的输入电压是功率因数校正（PFC）变换器的输出电压，输出功率 ≥ 65W的任何电源都需要配备该（PFC）变换器。该（PFC）电压的典型值为380V - 400V。在关断期间，MOSFET会有来自泄漏感应能量的附加电压尖锋，尽管是经过快速恢复二极管箝位的。

基本工作如下：图1a显示了晶体管Q1和Q2，二者一起打开将能量从变压器一次侧传送到二次侧。在二次侧，正向整流二极管导电，将能量传送到输出滤波器和负载。

当晶体管Q1和Q2关断时，变压器励磁电流流经现在正向偏置的二极管D1和D2并流回电源，如图1b所示。这两个二极管持续导电，直至一次侧的全部励磁能量和储存在漏电感中的能量返回输入电源。因为二极管D1和D2负责箝制电压尖峰于输入电压，所以无需缓冲电路。超出输入电压的任何过冲都需要以合适的电路布局加以管理，以最大限度减小杂散电感。在二次侧，续流二极管如图导电，将输出感应器能量传送给负载。

在一次侧的关断周期内，当其ON时间短于OFF时间（工作周期小于50%）时实现的变压器复位。换言之，一次绕组本身充当复位绕组。OFF时间长于ON时间一定会复位变压器。

图1a：工作的能量传送级

图1b：电能从输出电容流到电力负载

双管正激变换器与PFC转换器的对比、FOM和功率损耗

图2比较了双管正激变换器与PFC前端转换器在400W中的功率损耗。双开关正向转换器中的MOSFET携带一半电流，并以两倍频率（通常为125kHz对65kHz）进行切换。由于这一频率加倍，开关损耗成为整体品质因数（FOM） 和功率损耗测量中的一个更主要因素。

图2：PFC转换器与双管正激变换器对比

为进一步加以说明，不妨考虑一个最大功率损耗为8W的TO-220 / TO-220F器件。假设这是对PFC应用的最优选择。最优的意思是导通损耗为额定功率下总损耗的40% - 50%。这也会是双开关转换器的最优解吗？答案当然不是。在双开关拓扑中，Coss/Qoss和Qsw对总损耗的贡献约为87%，其余为导通损耗。导电损耗与开关损耗之间这种不均衡对效率和成本非常不利。导通损耗小于单开关PFC转换器情况的原因是，所使用的每个MOSFET具有单开关PFC电路的一半电流，同时以两倍频率进行切换。

任何开关电路都有两种开关损耗。第一种由于接通和关断期间发生的Vds x Ids交接而产生的损耗。这些损耗用所谓“Qsw”来衡量，它是Qgd和Qgs的组合，代表MOSFET的有效开关电荷。开关损耗是负载和开关频率的函数。

第二种开关损耗与MOSFET输出电容Coss的充放电有关。在ATX电源中，流行的双开关正向转换器紧跟具有约400V输入电压。因此，输出电容Cos开关损耗是总损耗的一大部分。器件的Coss / Qoss是一个非常重要的损耗，特别是在轻负载情况下开关损耗超过导电损耗。该损耗基本与负载和Qsw无关，在选择合适MOSFET时需要连同Qsw一起予以考虑。与特定应用有关的基于损耗贡献的FOM为：

高压MOSFET的Coss随着所施加的VDS的不同而有相当大的差异。该差异对高压超结功率MOSFET（图3a）比对平面式（图3b）显著更大。为说明输出电容器的非线性，可用Poss = ½ Co（er）x V2 x Fsw作为近似的损耗公式。（Co（er）是等效电容，它和Coss具有相同的损耗，而通常Coss包含于规格书中）。需要指出的是，与输出电容相关的损耗（在任何高压拓扑中都是总损耗公式的一个重要组成部分）在行业标准FOM=RDS（on）（typ）x Qg（typ）中并未得到考虑。但它们对本分析中使用的与特定应用相关的FOM（用于器件选型）是必不可少的。

图3a：超结技术电容曲线

图3b：平面技术电容曲线

在牢记这个要求的情况下，我们提出了一个元件列表，我们觉得其中的元件将在典型工作条件下实现双管正激变换器的最高效率，以确保实现最高效的设计。每个MOSFET都有小于总转换器损耗的0.5%的目标损耗。因此对于400W ATX电源，损耗不会超过每个器件2W。表1说明了此类电源的假设工作条件。

表1：双管正激变换器设计条件

“X” 是代表封装的型号。对于同样的电气特征集，有大量封装选项可供选择。所使用的封装将取决于功率级以及实际允许什么样封装的MOSFET。

图4定义了不同产品代码下的封装、电流额定值、电压及器件技术[1] 。

图4：产品代码定义

由于提供许多封装选项，所以表2列出了采用不同封装的产品的推荐最大功率额定值。

表2：基于封装类型的最大功率值

表3显示了不同功率值的相应器件，包括设计条件、器件代号理解和基于封装的最大推荐值。

该表列示了许多不同器件。根据我们更关心的是电压、效率还是价格，我们可挑选最适合自己应用要求的器件。

表3：基于PFC输出功率值的器件选型工具

注：带“x”的器件可使用多种封装；500V器件采用传统平面技术，而600V和650V提供超结技术。

文章注释：

1：定义：Vishay高压MOSFET产品代码：SiHxDDNFFG

2：这是我们的首款500V超结器件，将于2014年第2季度进行样品试制

3：如果需要较低成本解决方案，可选择SiHx7N60E，因为性能应当相似

4：如果需要较低成本解决方案，可选择SiHx6N65E，因为性能应当相似

原文标题：双管正激变换器：工作原理、FOM及器件选型指南

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