2．2DC－DC变换电路 - 一款基于脉宽调制芯片TL494的微型车载逆变器设计电路

　　2．2DC－DC变换电路

　　DC－DC变换电路如图4所示。采用推挽式电路，高频变压器初级绕组中心抽头接蓄电池12V，线圈两端接开关管MOS1和MOS2，触发信号由TL494提供，间隔180°。MOS1导通时，MOS2截止，蓄电池12V电压加在初级绕组W12和MOS1构成的回路上，绕组W12上感应出的电压与蓄电池电源电压相等，同名端为正极性，次级绕组W2感应电压上正下负。MOS2导通时，MOS1截止，蓄电池12V电压加在初级绕组W11和MOS2构成的回路上，绕组W11同名端为负极性，次级绕组W2感应电压上负下正。这样，次级绕组W2上得到了脉宽180°的交变方波电压，再经快恢复二极管D7～D10全波整流后得到22V直流电压。

　　TL494的工作开关频率由第6脚的电阻和第5脚的电容共同决定。较高的开关频率可以减小高频变压器体积，降低成本，但太高的开关频率会增加功率开关管的损耗，对散热要求较高，开关频率太低使得变压器体积必须增大，导致整体成本增加。考虑到本逆变器有小型风扇散热，为了减小体积，使之便于携带，本电路设定开关频率为50ｋHｚ，从而使高频变压器可以做得很小。

　　2．3高频变压器绕组设计

　　（1）初级绕组匝数

　　设推挽电路的初级绕组匝数W11＝W12＝W1，由法拉第定律有：V1＝KfFW1BMAｅ（1）

　　式中：V1为输入电压；F为开关频率；Kf为波形系数，方波为4．0，正弦波为4．4；BM为最大磁通密度；Aｅ为磁芯截面积。

　　由式（1）可得：W1＝VI／（KfFBMAｅ）。
（2）次级绕组匝数

　　W2＝（V2／V1）W1（2）

　　其中，V2为次级绕组电压，这里为22V直流电压和快恢复二极管压降之和。

　

　　图4DC－DC变换电路

　　（3）绕组导线计算

　　导线截面积为S1＝I1／J1，I1为各绕组电流有效值；J1为电流密度，一般为3～5A／MM2。导线直径为D1＝槡4S1／π。

　　铜导体穿透深度：

　　

　　式中：ρ为铜导体电阻率，25℃时ρ＝1．72×10－8Ω·M；R为铜导体电导率；μ0为真空磁导率；F为工作频率。

　　选取导线时，应使线径小于2δ，并采用直径小于2δ的多股导线并绕，或采用宽而薄的铜导线绕制，铜箔厚度小于［4］2δ。

　　2．4DC－AC变换电路

　　DC－AC变换电路如图5所示。采用全桥逆变形式，由于不需要变压器升高或降低电压而是直接向负载供电，使得逆变器的体积可以减小。MOS4和MOS5为一组，MOS3和MOS6为一组，两组功率管轮流导通。选择脉宽调制（PWM）控制方式，具体塬理为：MOS5和MOS6轮流导通180°，MOS3和MOS4也是同样的方式。

　　

　　图5DC－AC变换电路

　　下桥臂MOS4和MOS6的触发信号要比上桥臂MOS4和MOS5早，这样有利于上桥臂功率管的触发。