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3）变频器以太网接口电路的硬件设计
从硬件的角度看，以太网接口电路主要由MAC控制器和物理层接口（PHY）两大部分构成，目前常见的以太网接口芯片，如RTL8019， RTL8029， RTL8039， CS8900等，其内部结构也主要包含这两部分。本文在设计以太网接口电路时，采用RTL8019AS作为以太网接口芯片，接口电路的电路图如图4所示，其中FC-518LS是网络隔离变压器。
前面讲过变频器控制电路的设计，其中实现整个系统控制功能的是微处理器LPC2292。由图4可以看到，实现此变频器的以太网接口功能，采用的微处理器仍然是LPC2292。那么也就是说，LPC2292除了实现SVPWM波形的产生以外，还要负责与外界网络的数据交换。LPC2292采用PHILIPS LPC2292微处理器，可实现高达60MHz工作频率，片内晶体振荡器和片内PLL。LPC2292是一款基于16/32位ARM7TDMI-S，并支持实时仿真和跟踪的CPU，并带有256 k字节（kB）嵌入的高速Flash存储器。128位宽度的存储器接口和独特的加速结构使32位代码能够在最大时钟速率下运行。对代码规模有严格控制的应用可使用16位Thumb模式将代码规模降低超过30%，而性能的损失却很小。 LPC2292采用144脚封装、极低的功耗、多个32位定时器、8路10位ADC、2路高级CAN通道、PWM输出以及多达9个的外部中断，这款微控制器特别适合自动化、工业控制、汽车、医疗系统、访问控制和故障容限维护总线等应用领域。其内部可用GPIOs范围为76脚（外部存储区）到112脚（单片）。由于内置了宽范围的串行通信接口，它们也非常适合于通信网关、协议转换器、嵌入式软件调制解调器以及其它各种类型的应用。
图4以太网接口电路图
6n138应用电路图（二）
数字控制变频器系统主要由主电路和控制电路组成，主电路采用典型的电压型交－直－交通用变频器结构；控制电路主要包括DSP数字控制器，由DSP、驱动电路、检测电路、保护电路以及辅助电源电路组成。主电路和控制电路原理系统结构框图如图1所示。
图1 系统结构框图
主电路设计
数字控制变频器主电路的原理结构图如图2所示，由滤波、整流、中间滤波、泵升吸收和逆变部分组成。输入功率级采用三相桥式不可控全波整流电路，整流输出经过中间环节大电容滤波，获得平滑的直流电压。逆变部分通过功率管的导通和关断，输出交变的脉冲电压序列。
整流电路将交流动力电变为直流电，本系统采用不可控全波整流模块6RI75G-120。为防止电网或逆变器等产生的尖峰电压对整流电路的冲击，在直流输出侧并联了一个可吸收高频电压的聚脂乙烯电容C4，取值为0.22 μF。整流电路输出的直流电压含有脉动成分，逆变部分产生的脉动电流及负载变化也为直流电压脉动，由C1、C2滤波，取值为450 V、470 μF；R2、R3为均压电阻，取值为5 W、100 kΩ；R1为充电限流电阻。启动变频器后经1 s～2 s，由J2继电器短路，以减少变频器正常工作时在中间直流环节上的功耗。逆变部分电路采用EUPEC的FF300R12KE3集成模块，其内部集成了2个IGBT单元，比较适合变频逆变驱动，其具体极限参数：集射极电压VCES=1 200 V ，结温80 ℃时集射极电流ICE=300 A，结温25 ℃时集射极电流ICE=480 A，允许过流600 A，时间为1 ms，功率损耗为1 450 W，门极驱动电压为±20 V。
如图2所示，TL、RL构成泵升电压吸收电路，当电机负载进入制动状态时，反馈电流将向中间直流回路电容充电，导致直流电压上升。当直流电压上升到一定值时，控制TL导通，使这部分能量消耗在电阻RL上，确保变频器可靠安全地工作。此外，由J1常闭触点与R4组成断电能量释放电路。当系统发生故障或关机时，继电器J1断电，通过其常开触点，将变频器与电网断开；而常闭触点闭合，利用R4为中间回路大电容所储存的能量提高释放通道。
图2 主电路原理结构图
以TMS320F2812为核心的数字控制电路如图3所示。从图中可以看出，控制系统主要包括：DSP及其外围电路、信号检测与调理电路、驱动电路和保护电路。其中，信号检测与调理电路主要完成对图2输出电流和输出电压采样、A/D等功能，DSP产生脉冲信号，通过D/A转换后驱动功率开关管U1～U6。
图3 变频器数字控制系统框图
TMS320LF240片内集成了采样保持电路和模拟多路转换器的双十位A/D转换，为了尽量充分利用芯片资源，采用了片内A/D转换进行设计。使用双减法电流［6］采样电路，采样方案中的运算放大器是TLC2274。第一运放U8A的输出电压为：
其中R1=R2，R3=Rn，则：
同样，第二运放U8A的输出电压为：
从霍尔电流传感器输出的Ui=2.5±△V，此电压先后施加到由TLC2274构成的两个减法电路上，第一路以Ui减去传感器采样结果的中值参考电压Uref（2.5V），然后再线性放大到A/D采样所要求的电压范围；第二路则相反，再中值参考电压Uref减去传感器输出电压Ui，同样也线性放大到合适的电压范围。Z1、Z2为两个3.3V的稳压二极管，对运放输出电压起到限幅作用。当Ui值》Uref时，Uo1输出为正电压，且电压范围是0-3.3V，而由于二极管D2的存在使得电流不能注入到运放中，故而第二路运放不能输出负电压，而是钳位在0V；当Ui值《Uref时，Uo2输出为正电压。现样由于二极管D1在存在使得第一路运放不能输出负电压，也是钳位在0V。在一个正弦波周期内的某一时刻只会有一路信号输出，这比常规方法采样窗口要宽一倍，从而提高了采样精度。
由于电机启动时的电流非常大或因控制回路、驱动电路等误动作，造成输出电路短路等故障，导致过大的电流流过IGBT，且电流变化非常快，元件承受高电压、大电流，因此需要一种能快速检测出过大电流的电路。可以采用2SD315A自身检测和检测直流母线的双重检测以及在故障发生时，采用软、硬件同时封锁的方法。直流母线电压的变化，对整个逆变系统有较大的影响。当母线电压过低，电网输出不能达到系统要求时，需要尽快切断电源，防止对电机或者逆变系统造成破坏；相反，母线电压过高，很容易使功率驱动管烧毁。为有效地保护功率IGBT和直流滤波电容，系统设计了母线电压过欠压保护电路，故障检测原理如图4所示。图中6N138为一个线性光电隔离器，输出电压信号与母线电压成正比，当通过光电隔离器件后，可以直接供给DSP控制系统进行采样。同时，将输出Vlimit信号送至DSP，触发中断保护。
图4 故障检测原理图
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