使用PKS606Y、通用电压输入、平均功率32W、峰值功率8

使用PKS606Y、通用电压输入、平均功率32W、峰值功率81W的电源电路

图15显示了一个采用了PKS606Y、通用输入电压范围、30V及平均输出1.06A、峰值输出达2.7A的反激式低成本高效率电源电路。

此电源具有欠压锁定、快速复位的智能AC检测特点。在故障情况下，过载锁定、开环重启动及迟滞热关断不仅可保护电源，也保护了负载。同时，具有很高的效率(> 80%)及很低的空载功耗（在230 VAC交流输入时< 200 mW），满足带载及待机状态下的效率要求。使用一个简单的齐纳二极管参考及光电耦合器反馈可对输出电压进行调节。C1、C2、C3、C10、C17、C19、R15、L1和L2提供共模和差模EMI滤波。当交流输入断开时，电阻R1和R2将电容 C3放电，防止接触交流输入线时可能发生的电击现象。热敏电阻RT1在首次交流上电时可以限制峰值浪涌电流。

经整流及滤波的输入电压被加到T1的初级绕组上。集成在U1中的MOSFET驱动变压器初级的另一侧。二极管D6、C5、R3、R4及VR1组成的电路，将漏极电压箝位在安全范围以内。使用一个快速(500 ns)而不是超快恢复的二极管D6，可把部分被箝位的能量传到次级，从而提高了电源的效率。由于工作频率很高，不要使用慢速的或标准恢复时间的二极管（慢速二极管由于恢复时间不够快，在开机及输出故障时会产生过多的功率消耗而造成损坏）。与常用的RCD箝位电路相比，齐纳二极管与R3串联，不但优化了EMI，而且提高了效率。

PeakSwitch U1利用D5、C7和R5-6实现AC电压检测和欠压检测。电容C7两端的电压来自于一个独立的整流电路，由于它不使用主输入滤波电容上的电压，因而它不受负载条件的变化而产生的影响。这使得PeakSwitch能够判断输出电压失调的原因。另外，当关掉AC输入并触发电源锁存关断后，此电路能快速复位。将电阻R5和R6连接到C4同样可以实现欠压保护，但是当故障出现时，用户必须等到C4放电后电源才会被重新复位。电阻R16给U1的EN/UV引脚提供少量的偏置电流，目的是在AC电压低于正常值时欠压保护功能仍能够工作。在使用R5和R6电阻时，只有流入EN/UV引脚的电流超过25 μA，开关操作才会进行。否则，开关将被禁止。这样可以在正常的输入电压范围内对电源的启动电压进行设定，从而可防止在非正常的输入电压、输入电压过低及AC断电时在输出端出现电压跳动。

输出电压由稳压管VR2电压、R12的压降、D9的导通压降及光耦U2的LED导通压降来决定。电阻R13给D9和VR2提供偏置电流，以确保VR2工作在接近其平缓稳压区域。R12调整整个反馈环路的增益。电容C15提高了高频的环路增益，改善被控制的导通周期的分配，减少不均匀脉冲群分布现象的发生。

当输出电压超过反馈阈值电压时，电流将流经光电耦合器的LED。从而使光电耦合器晶体管中有电流流过。当此电流超出开关控制引脚阈值电流时，下一个开关周期将被禁止。反之，当输出电压降低（低于反馈阈值）时，会开放一个开关周期。通过调节开放周期的数量，可实现对输出电压的调节。随负载的减轻，开放的周期也随之减少，从而降低有效的开关频率并根据负载变化，相应的调节开关损耗。因此能够在负载极轻时提供恒定的效率，易于满足能效标准的要求。

变压器辅助绕组的电压经D7和C6整流滤波，给PeakSwitchU1进行供电。电阻R7给旁路引脚电容C8提供大约2mA的供电电流。在启动及故障情况下偏置电压很低，此时旁路引脚的供电由U1内部的高压电流源来提供，从而节省了专门用于启动的外围元件。

Q1-2、R9-11、R14、C13、C16、和VR3构成了过压及过流保护电路。任何输出过压或过流情况出现时都会触发可控硅Q2，从而将输出电压进行箝位，并在30 ms后将PeakSwitch U1进行锁存关断。由R10和C13组成的低通滤波器为过流保护检测电路提供一个延时。电源关断保护后，可以简单的通过切断交流电约3秒钟（最长）来实现重新复位。使用PeakSwitch的锁存保护功能大大降
低了可控硅Q2及输出二极管D8的容量。因为在电源关断保护之前，只在50ms的时间内有短路电流流经以上两个元件。

该设计在电源输出端接地的情况下也能满足EN55022 ClassB 传导EMI要求，且有>10dB的裕量。