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上桥臂电流检测通常采用支持扩展共模电压的专用器件，但是专用器件也有自身的限制，例如，当共模电压高于100V时，专用运放还能精确地测量电流吗？传统5V运放似乎完全不适用这种测量。但是，在增加几个外部器件后，我们将会发现，低压运放完全可以精确地测量上桥臂电流，而且没有任何共模电压限制。
电路示意图及原理简介
本文所讨论的应用设计是测量150V工业电机控制器的电流。如图1所示，为能够精确地测量很小的电流值，我们使用了一个分流器配合一个高精度5V运放。
图1：典型应用
难道150V输入电压不会烧毁运放吗？如果V1电压是用于给第一级运放OP_A提供正电压(Vcc_H)，就不会发生这种情况。
如果连接一个击穿电压为4.7V的齐纳二极管，则会为第一级运放OP_A生成负电压 (Vcc_L)。这样，OP_A的电源电压是4.7V，是Vcc_L=145.3V与 Vcc_H=150V的差值。
电阻Rz为齐纳二极管提供偏置电流(~5mA)，并为运放的偏置电流提供回路(~40µA)。
Vsense是电流经过电阻Rsense时产生的电压，被电阻R1、R2、R3和R4放大。
P-MOSFET(BSP2220)输出高精度电流，与流经Rsense的电流成正比；该电流经过R4电阻时生成对地电压Vo，与上桥臂电流成正比。第一级的输出电压可由下面的方程式1得出：
Vo=(Vsense/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3) .....................(1)
第二级运放OP_B用于抑制Vo电压。在加装电阻R5后，当启动阶段有大电流经过输入引脚时，可以保护OP_B的内部ESD二极管。
电机控制电路消耗的最大电流是100A。因此，使用一个100µΩ分流器时，Vsense最大值为10mV。最大输出电压取决于Vsense电压和R4上的最终输出电流。因为由微控制器的ADC来处理，所以最大输出电压Vo必须高于3.3V。
为确保系统正常工作，必须仔细选择这些器件参数。为了使OP_A输出不饱和，在选择参数时必须保证|Vgs|电压值很小。
因为Ids保持低电流有助于实现这个目标，所以我们选择一个高电阻的R4。
为避免运放输出饱和，第一级运放OP_A的增益由R2/R1比确定，不应该过高。
在选择器件参数时，我们不得不折衷考虑，必须遵守方程式2:
|Vgs max?| < Vzener-(R3.(R1+R2))/(R4.(R1+R2+R3) ).Vo_max .....................(2)
• 其中，Vgmax是使电流Id_max=(Vo_max)/R4进入晶体管所需的Vgs电压，且Vzener=Vcc_H - Vcc_L
现在我们看一下这个系统的精度问题。导致放大器精度差的主要原因是电阻不匹配和失调电压。
误差分析
电阻不匹配对测量精度的影响
假设所用电阻完美匹配，通过方程式1可以得出输出电压。不幸地是，实际情况并不是这样，因为电阻本身也有自己的精度。
用下面的公式可以得出因电阻不匹配而造成的增益误差：
V0=((Isense*Rshunt)/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3).[1+((2R1+4R2+2R3)/(R1+R2+R3)). εα+ εRshunt] ......(3)
• 其中εα是电阻的精度，εRshunt是分流器的精度。
从方程式3不难看出，R2电阻对误差的影响最大，所以该电阻器必须选择阻值尽可能小(10kΩ)的电阻。注意，R1和R3的阻值之和应该高且均衡，只有这样才能取得理想增益，因为理论上R1阻值小能够抑制噪声。
Vio对精度的影响
输入失调电压是必须考虑另一个误差，在上面的应用中，我们选择了一个斩波放大器TSZ121，因为这款产品的Vio电压极低，在工作温度范围内仅8µV。特别是测量特别小的电流时，这个误差非常突出。
考虑到传递函数，Vio可以表示成:
Vout=((Vsense±Vio1)/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3)±Vio2 ..................... (4)
• 其中Vio1是第一级运放(OP_A)的输入失调电压，Vio2是第二级运放(OP1_ B)的输入失调电压。因为TSZ121的输入失调电压极低，所以Vio2可以忽略不计。
总误差
为了弄清输出总误差，我们必须把电阻不匹配和运放失调考虑进去。最终，输出电压可以表示为方程式5:
Vo=((Isense*Rshunt))/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3).[1+((2R1+4R2+2R3)/(R1+R2+R3)).εα+ εRshunt]±(Vio/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3) ..................... (5)
图2和图3表示在工作温度范围内可能出现的最大误差，考虑到了分流器的精度。
电路示意图及原理简介
本文所讨论的应用设计是测量150V工业电机控制器的电流。如图1所示，为能够精确地测量很小的电流值，我们使用了一个分流器配合一个高精度5V运放。
图1：典型应用
难道150V输入电压不会烧毁运放吗？如果V1电压是用于给第一级运放OP_A提供正电压(Vcc_H)，就不会发生这种情况。
如果连接一个击穿电压为4.7V的齐纳二极管，则会为第一级运放OP_A生成负电压 (Vcc_L)。这样，OP_A的电源电压是4.7V，是Vcc_L=145.3V与 Vcc_H=150V的差值。
电阻Rz为齐纳二极管提供偏置电流(~5mA)，并为运放的偏置电流提供回路(~40µA)。
Vsense是电流经过电阻Rsense时产生的电压，被电阻R1、R2、R3和R4放大。
P-MOSFET(BSP2220)输出高精度电流，与流经Rsense的电流成正比；该电流经过R4电阻时生成对地电压Vo，与上桥臂电流成正比。第一级的输出电压可由下面的方程式1得出：
Vo=(Vsense/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3) .....................(1)
第二级运放OP_B用于抑制Vo电压。在加装电阻R5后，当启动阶段有大电流经过输入引脚时，可以保护OP_B的内部ESD二极管。
电机控制电路消耗的最大电流是100A。因此，使用一个100µΩ分流器时，Vsense最大值为10mV。最大输出电压取决于Vsense电压和R4上的最终输出电流。因为由微控制器的ADC来处理，所以最大输出电压Vo必须高于3.3V。
为确保系统正常工作，必须仔细选择这些器件参数。为了使OP_A输出不饱和，在选择参数时必须保证|Vgs|电压值很小。
因为Ids保持低电流有助于实现这个目标，所以我们选择一个高电阻的R4。
为避免运放输出饱和，第一级运放OP_A的增益由R2/R1比确定，不应该过高。
在选择器件参数时，我们不得不折衷考虑，必须遵守方程式2:
|Vgs max?| < Vzener-(R3.(R1+R2))/(R4.(R1+R2+R3) ).Vo_max .....................(2)
• 其中，Vgmax是使电流Id_max=(Vo_max)/R4进入晶体管所需的Vgs电压，且Vzener=Vcc_H - Vcc_L
现在我们看一下这个系统的精度问题。导致放大器精度差的主要原因是电阻不匹配和失调电压。
误差分析
电阻不匹配对测量精度的影响
假设所用电阻完美匹配，通过方程式1可以得出输出电压。不幸地是，实际情况并不是这样，因为电阻本身也有自己的精度。
用下面的公式可以得出因电阻不匹配而造成的增益误差：
V0=((Isense*Rshunt)/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3).[1+((2R1+4R2+2R3)/(R1+R2+R3)). εα+ εRshunt] ......(3)
• 其中εα是电阻的精度，εRshunt是分流器的精度。
从方程式3不难看出，R2电阻对误差的影响最大，所以该电阻器必须选择阻值尽可能小(10kΩ)的电阻。注意，R1和R3的阻值之和应该高且均衡，只有这样才能取得理想增益，因为理论上R1阻值小能够抑制噪声。
Vio对精度的影响
输入失调电压是必须考虑另一个误差，在上面的应用中，我们选择了一个斩波放大器TSZ121，因为这款产品的Vio电压极低，在工作温度范围内仅8µV。特别是测量特别小的电流时，这个误差非常突出。
考虑到传递函数，Vio可以表示成:
Vout=((Vsense±Vio1)/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3)±Vio2 ..................... (4)
• 其中Vio1是第一级运放(OP_A)的输入失调电压，Vio2是第二级运放(OP1_ B)的输入失调电压。因为TSZ121的输入失调电压极低，所以Vio2可以忽略不计。
总误差
为了弄清输出总误差，我们必须把电阻不匹配和运放失调考虑进去。最终，输出电压可以表示为方程式5:
Vo=((Isense*Rshunt))/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3).[1+((2R1+4R2+2R3)/(R1+R2+R3)).εα+ εRshunt]±(Vio/R1).(R4/R3).(R1+R2+R3) ..................... (5)
图2和图3表示在工作温度范围内可能出现的最大误差，考虑到了分流器的精度。
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