降低电源噪声的高速DSP系统设计

　 为了降低电源噪声，对于高速DSP系统设计人员来讲，识别和找出可能的噪声原因以及采用良好的高速设计实践是关键。本文说明交扰、锁相环(PLL)、去耦/体电容器在降低噪声中的重要性。

　　降低交扰

　　交扰是一个重要的噪声源。在高速系统中，信号地通路依赖于工作频率。对于低速信号(<10MHZ)，电流经过最小电阻地通路(最短通路)返回到源。

　　在10MHZ以上，情况就不同。经电流最小电感地通路返回。重要的是返回信号以电流分布传播(图1)，这意味着相邻信号的返回通路可能容易重叠，导致交扰。

　　降低交扰的技术有：线迹间距加大，增加地线，降低谐波分量和线迹端接技术。

　　在高速DSP系统中，加倍信号间的线迹间距，可降低环路重叠，使交扰降低4倍。对于差分信号(Earthnet或USB)，建议间距所产生的信号对应具有所需的匹配阻抗。另外，关键信号(即时钟)应屏蔽，路由信号在电源和地平板之间的内层，或把一个地平板放置在关键信号下面层上。

　　在再制板上加信号线时，应包括一个并联地线。这可能提供高速电流返回通路并在电流环路中产生最小面积。这个附加的通路，确保返回电流不产生大的环路和拾取噪声。

　　在降低交扰时，评价快速沿所引起的谐波和干扰是重要的。例如，在线迹上增加串联终端电阻器，会使上升时间(Tr)减慢，这是有效地降低谐波分量的方法。噪声幅度曲线在低频能较好地衰减谐波分量(图2)。

　　线迹可做为传输线(在上升时间Tr小于2倍传播延迟时)。因此，应保持线迹尽可能的短。若线迹的长度足以做为传输线，则用串联终端(电阻器与输出驱动器串联)或并联终端(在负载处电阻器到地)接线。若电阻器与所用线迹PCB阻抗匹配，则可以降低传输线反射和瞬变。

　　锁相环

　　锁相环(PLL)是另一个重要的噪声源。在某些DSP中正日益采用模拟和数字版本PLL(图3)。隔离到PLL电源时，用π形滤波器去除高频噪声是有效的。但它对去除低噪声作用不大，需要用多级滤波器网络。然而，在快速开关电路中，一个低压降(LDO)稳压器是更适合的，因为这种器件在低频具有高电源抑制比(PSRR)。若设计的系统运行在噪声环境(如汽车、电/机装置)，具有较大的低频瞬变，则应选择高PSRR稳压器。

　　分离模拟和数字地对于隔离来自模拟部分的数字噪声有帮助。对于低速电路这样做也是良好的。然而，对于高速电路(例如视频部分)应避免分离地。快速开关电流需用最小的电流环路，而隔离地阻止来自选择通路的电流。因此，将选择另外通路到源，这最终导致势差、电流流和辐射。在数字数据进入点把模拟和数字地短接在一起，可提供一个直接通路而不影响低频信号。信号朝实际的最短返回路径到源，而不是短路的通路。

　　电容器应用

　　适当地应用电容器是降低噪声的有效方法。去耦电容器提供一个低阻抗到地通路来旁路不希望的高频能量。可以用体电容器来旁路低频到地，以及用去耦电容器提供本地电荷存储。

　　对于去耦电容器没有最好的值，这是因为反作用影响。通常，电容器阻抗随频率和电容降低。当信号频率超过谐振频率时，电容器变成电感而不再是一个有效的滤波器。尽管低阻抗和更多电荷存储能降低下降，但对于高频信号，高值电容器不是最佳的。理想地，在电源地应包含一个高值和一个较低值电容器。若不能实现，用一个0.01礔电容器是一个可接受的折衷方案。应该用较对大的体电容器，至少10倍于总去耦电容器。

　　例如，在100KHZ，100礔电解电容具有0.6Ω左右的等效串联电阻(ESR)，同样值的钽电容具有0.12Ω左右的ESR，这使得钽电容更适合体电容器。对于去耦陶瓷电容优于聚酯电容器。例如，在1MHZ，0.1礔陶瓷电容器具有0.12Ω左右的ESR，而1.0礔聚酯电容器具有0.11Ω的ESR。

　　去耦电容器应放置在PCB底端靠近器件引脚处。对于高速DSP，去耦电容器应放置在每个电源引脚处。若空间不允许这样做，也应尽可能地放置在器件周围。复杂DSP去耦的一种有效方法是从对角划两个虚线构成一个X(图4)。然后独立分析4个区域的每个区域。

　　为使得体电容器靠近去耦电容器，把它们放置在板的顶端。这种定位使线踪最短，同时可降低辐射和寄生电感。

　　以TI公司的OMAP5910 DSP为例，特别注意包含数字PLL和外部存储器接口的区域(图4中左边区域)。该器件有13个芯核电压引脚，峰值芯核电流耗电170mA(平均每个引脚13mA)。在该区域的3个芯核电压引脚包括数字PLL和外部存储器接口，耗电39mA。为了保证精度，在确定电容器大小时，增加100%容限(即78mA)是合适的。必须消除峰值I/O电流。应采用谨慎的方法，假定在此区域所有54个I/O线同时开关4 mA，这将导致216 mA通过此区域的8个I/O电压引脚。

　　随着芯核和I/O电压工作不同频率，必须用合适大小的电容器去耦电源。在此实例中，用下面的公式计算，计算的芯核电容为0.0078礔,对于216mA I/O 电流所需电容为0.22礔：C=I(dv/dt)

　　其中I为峰值电流，dv为最大所允许的纹波电压(假定10mV)，dt为上升时间(假定1ns,OMAP5910典型值)。

　　所以，芯核电容C=78mA×(1ns/10mv)=0.0078礔

　　在OMAP5910 BGA 封装中，对于每个区域的4个电容器都有足够的空间，没有一个是用于每个芯核电源引脚的。因此，为了去耦芯核电压引脚，最好选择两个电容器，其总值为 0.0078礔(配置两个0.0047礔陶瓷电容器，以使从引脚到地有最短距离)。

　　必须考虑开关频率。芯核部分在150MHz开关转换，而8个I/O引脚在75MHz开关转换。可以用另外两个电容器位置来去耦I/O电压引脚(即用两个自谐波振频率75MHz以上的0.01礔陶瓷电容器提供0.022礔)。

　　体电容器值

　　在此实例中，DSP总芯核电压电流为338mA。用上面的公式计算电容为0.0338礔。做为体电容应该是10倍去耦电容值，大约为0.39礔。对于I/O电压，进行同样的处理，得到0.84礔电容，给出总电容1.23礔。对于体电容器，每个提供3.075礔(1.23礔除以4，然后乘以10)，应该把它加到每个区域上。现在可得到的最小体电容值是做为表面贴装元件的4.7礔，此电容值在本例中工作良好。如果没有表面贴装电解电容，应选择钽体电容器。对于4个区域的每个区域去耦和体电容值可以用这种方法计算，并示于图4。