一种改进的级联型多电平变换器拓扑

一种改进的级联型多电平变换器拓扑

陈阿莲，何湘宁，赵荣祥

（浙江大学电气工程学院，浙江 杭州 310027）

    摘  要：该文提出了一种改进的级联型多电平变换器，它可以由任意个H-桥单元级联构成。其中的H-桥可以是两电平，也可以是二极管箝位型或电容箝位型的任意电平，不同单元采用不同的独立直流电压源。相对于传统的级联型拓扑，在得到相同输出电平的情况下，新拓扑可以使用较少数量的开关器件和较少数量的独立电压源，从而简化电路，降低成本。该文以两电平H-桥（2-H）和飞跨电容型三电平H-桥（3-H）级联构成的拓扑为例进行了分析研究和仿真验证。
      关键词：级联型多电平变换器；H-桥；混合

1  引言
       在多电平变换器的三种基本拓扑中，级联型拓扑相对于二极管箝位型和飞跨电容型五电平变换器来说，具有需要最少数量的器件、不需要大量的箝位二极管和飞跨电容、易于模块化和易于采用软开关技术等优点，被认为是较适合于电网接口的变换器^[1]。图1是传统的级联型三电平变换器单臂电路，它由2个两电平H-桥单元级联构成。

    为了增加输出电压的电平数和提高波形质量，越来越多的学者提出了改进的级联型拓扑。文[2]对不同单元采用不同耐压和功率等级的功率器件并对每个H-桥单元使用不同的直流电压，从而用少量的级联单元实现尽可能多的电平数，降低了系统成本。这一改进拓扑被称之为混合型多电平变换器。文[3]将由任意电平的二极管箝位型H-桥单元相串联所构成的拓扑称为“通用级联型变换器拓扑”。而本文认为该“通用”存在很大的局限性，它不能包括所有以飞跨电容型作为基本单元的级联型拓扑。本文采用基本单元的概念和基于基本单元并串联组合生成任意多电平变换器的思想^[4]，对由两电平H-桥（2-H）和飞跨电容型三电平H-桥（3-H）级联构成的拓扑进行了分析和仿真，并得出一定的结论。
2  2-H/3-H级联型拓扑的结构及工作原理
       2-H/3-H级联型拓扑的结构如图2所示。它是由1个两电平H-桥单元和1个飞跨电容型三电平H-桥单元级联构成。当2个单元的直流电压按照最大扩展原则来确定时，可获得最大电平数的输出。最大扩展原则如下所述^[5]：对于由m个单元级联构成的多电平变换器，若每个单元能输出的最大电平数为n_j（j=1，2，…，m），那么当各个单元的直流电压按式(1)设置时，可得到最大电平数的输出n，如式(2)

     当2个单元均为2-H桥时，级联构成的拓扑即为图1所示的传统级联型多电平变换器拓扑结构。这2个单元输出的最大电平数均为3。利用最大扩展原则，当V_dc2/V_dc1=1/3时，可得到最大电平数的输出n=3×3=9。在混合多电平变换器（结构同图1）研究的基础上，为了得到更大电平数的输出，最近有些文献^[6,7]把混合多电平变换器各个单元的直流电压比由1:2:2²:…:2^N改为1:3:3²:…:3^N。这只是针对该特定的拓扑结构给出的结论，可看作是利用最大扩展原则的一个特例。而利用最大扩展原则确定各个单元的直流电压比，可以很容易得到最大电平数的输出。

    在图2的拓扑中，3-H单元能输出5个电平，即n₁=5，2-H单元能输出3个电平，即n₂=3，当2单元的直流电压比V_dc2/V_dc1=1/6时,可得到n=5×3=15电平的最大电平数输出。若2-H单元和3-H单元的直流电压分别为E和6E，则2-H单元输出E、0、-E 3个电平，3-H单元输出6E、3E、0、-3E、-6E 5个电平，2单元的输出叠加，可得到15电平的输出。表1列出了该拓扑15个输出电平及2个单元分别的输出。

    特别是，对于V_o的某些电平，要求V_o1、V_o2输出正负相反的电平，这样会产生电流回灌，使直流侧电压上升过高而得不到期望的输出。为了解决此问题，可以对2单元使用由全控器件构成的有源整流，如图3所示。图中使用单相整流器可以节省器件，简化控制。通过采用电流、电压双环控制的方法^[8]，可以保证级联型逆变器的输入电压恒定。另外，有源整流器既可以作为有源滤波器消除谐波，提高功率因数；又可以作为有功控制器，将部分功率回馈到电网。图3是一种具有能量再生能力的变换器系统，它能实现能量在电网和负载之间的双向流动，特别适合用于大功率的再生负载。

    表2给出了在输出15电平的情况下，该改进的级联型拓扑与传统的几种多电平拓扑所需元件数的比较。

    从表中可以看出，二极管箝位型需要大量的箝位二极管，飞跨电容型需要大量的飞跨电容，传统级联型需要大量的独立电压源，并且这三种拓扑都需要数量较多的开关器件。2-H/3-H级联型拓扑需要最少数量的元件，如果构成三相系统，这种优越性会更明显。
3  2-H/3-H级联型拓扑的调制方法
       一种拓扑必须要通过合适的调制方法，才能得到期望的输出电平。图2所示拓扑可采用混合调制^[9]的调制方法。对于该拓扑，除了要得到期望的输出电平，还必须要考虑3-H单元箝位电容的电压平衡。在此，对3-H单元在低频下采用相移PWM^[10]，以利用飞跨电容型电路的开关状态冗余特点来保证电容电压平衡；而对2-H单元在高频下采用单极性PWM。其中，2-H单元的调制信号由3-H单元的参考信号减去其输出而得到，载波信号为高频三角波。这样，总的输出电压就由2个单元的输出叠加得到，总的谐波也是2个单元的输出谐波之和。2个单元的载波和调制信号如图4所示。

4  仿真验证
       用2-H/3-H级联型拓扑的单臂构成1个单相半桥逆变电路，2单元的直流电压比取为1:6，采用前面所述的混合调制方法进行了仿真研究。其中3-H单元的载波频率取为50Hz，2-H单元的载波频率取为3kHz，负载由100W的电阻、50.1H的电感串联构成。图5为2单元分别的输出及总的相电压、相电流输出波形，图6为相应的频谱。可以看出，3-H单元输出5个电平，2-H单元输出3个电平，2个单元的输出叠加得到总的相电压，输出为15个电平。并且，总的相电压的频谱为2个单元输出电压频谱之和，仿真结果与分析一致。此时的相电压和相电流的THD值分别为15.02% 和6.96%，而传统的级联型拓扑在采用相移PWM，载波频率也取为3kHz下输出相同电平时，电压和相电流的THD值分别为31.85%和11.27%。

5  结论
    本文提出的改进级联型多电平变换器拓扑，在得到相同电平数输出的情况下，比传统级联型拓扑需要较少数量的H-桥单元。因此，会节省大量的开关器件和独立电压源，从而简化电路，降低成本。并且，通过采用合适的调制方法，输出电压的谐波含量会大大小于传统级联型拓扑的谐波含量。本文以2-H/3-H级联拓扑为例进行了分析和仿真，更多的拓扑可以由任意个任意电平的任何类型的H-桥单元级联构成。3个相同的单相电路通过Y或Δ连接可以方便地构成三相系统。

参考文献

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