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牵涉到开关电源技术设计或分析成为电子工程师的心头之痛已是不争的事实，应广大网友迫切要求，电子发烧友推出开关电源设计整合系列和工程师们一起分享，请各位继续关注后续章节。
一、开关电源EMI的一些设计经验
开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器等，外部环境对开关电源的干扰主要来自电网的抖动、雷击、外界辐射等。
1.开关电源的EMI源
开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器等，外部环境对开关电源的干扰主要来自电网的抖动、雷击、外界辐射等。
(1)功率开关管
功率开关管工作在On-Off快速循环转换的状态，dv/dt和di/dt都在急剧变换，因此，功率开关管既是电场耦合的主要干扰源，也是磁场耦合的主要干扰源。
(2)高频变压器
高频变压器的EMI来源集中体现在漏感对应的di/dt快速循环变换，因此高频变压器是磁场耦合的重要干扰源。
(3)整流二极管
整流二极管的EMI来源集中体现在反向恢复特性上，反向恢复电流的断续点会在电感(引线电感、杂散电感等)产生高 dv/dt，从而导致强电磁干扰。
(4)PCB
准确的说，PCB是上述干扰源的耦合通道，PCB的优劣，直接对应着对上 述EMI源抑制的好坏。
2.开关电源EMI传输通道分类
(一). 传导干扰的传输通道
(1)容性耦合
(2)感性耦合
(3)电阻耦合
a.公共电源内阻产生的电阻传导耦合
b.公共地线阻抗产生的 电阻传导耦合
c.公共线路阻抗产生的电阻传导耦合
(二). 辐射干扰的传输通道
(1)在开关 电源中，能构成辐射干扰源的元器件和导线均可以被假设为天线，从而利用电偶极子和磁偶极子理论进行分析;二极管、电容、功率开关管可以假设为电偶极子，电 感线圈可以假设为磁偶极子;
(2)没有屏蔽体时，电偶极子、磁偶极子，产生的电磁波传输通道为空气(可以假设为自由空间);
(3)有屏蔽体时，考虑屏蔽体的缝隙和孔洞，按照泄漏场的数学模型进行分析处理。
3.开关电源EMI抑制的9大措施
在开关电源中，电压和电流的突变，即高dv/dt和di/dt，是其EMI产生的主要原因。实现开关电源的EMC设计技术措施主要基于以下两点：
(1)尽量减小电源本身所产生的干扰源，利用抑制干扰的方法或产生干扰较小的元器件和电路，并进行合理布局;
(2)通过接地、滤波、屏蔽 等技术抑制电源的EMI以及提高电源的EMS。
分开来讲，9大措施分别是：
(1)减小dv/dt和di/dt(降 低其峰值、减缓其斜率)
(2)压敏电阻的合理应用，以降低浪涌电压
(3)阻尼网络抑制过冲
(4)采用软恢复特 性的二极管，以降低高频段EMI
(5)有源功率因数校正，以及其他谐波校正技术
(6)采用合理设计的电源线滤波器
(7)合理的接地处理
(8)有效的屏蔽措施
(9)合理的PCB设计
4.高频变压器漏感的控制
高频变压器的漏感是功率开关管关断尖峰电压产生的重要原因之一，因此，控制漏感成为解决高频变压器带来的EMI首要面对的问题。
减小高频变压器漏感两个切入点：电气设计、工艺设计!
(1)选择合适磁芯，降低漏感。漏感与原边匝数平方成正比，减小匝数会显著降低漏感。
(2)减小绕组间的绝缘层。现在有一种称之为“黄金薄膜”的绝缘层，厚度20～100um，脉冲击穿电压可达几千伏。
(3)增加绕组间耦合度，减小漏感。
5.高频变压器的屏蔽
为防止高频变压器的漏磁对周围电路产生干扰，可采用屏 蔽带来屏蔽高频变压器的漏磁场。屏蔽带一般由铜箔制作，绕在变压器外部一周，并进行接地，屏蔽带相对于漏磁场来说是一个短路环，从而抑制漏磁场更大范围的 泄漏。
高频变压器，磁心之间和绕组之间会发生相对位移，从而导致高频变压器在工作中产生噪声(啸叫、振动)。为防止该噪声，需要对变 压器采取加固措施：
(1)用环氧树脂将磁心(例如EE、EI磁心)的三个接触面进行粘接，抑制相对位移的产生;
(2)用“玻璃珠”(Glass beads)胶合剂粘结磁心，效果更好。
二、半桥式开关电源变压器参数计算方法
半桥式开关电源变压器参数的计算
半桥式变压器开关电源的工作原理与推挽式变压器开关电源的工作原理是非常接近的，只是变压器的激励方式与工作电源的接入方式有点不同;因此，用于计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的数学表达式，只需稍微修改就可以用于半桥式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的计算。
A)半桥式开关电源变压器初级线圈匝数的计算
半桥式变压器开关电源与推挽式开关电源一样，也属于双激式开关电源，因此用于半桥式开关电源的变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，并且变压器铁心可以不用留气隙。半桥式开关电源变压器的计算方法与前面推挽式开关电源变压器的计算方法基本相同，只是直接加到变压器初级线圈两端的电压仅等于输入电压Ui的二分之一。根据推挽式开关电源变压器初级线圈匝数计算公式(1-150)和(1-151)式：
设直接加到半桥式开关电源变压器初级线圈两端的电压为Uab，且Uab =Ui/2 ，则上面(1-150)和(1-151)式可以改写为：
上面(1-174)和(1-175)式就是计算半桥式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积(单位：平方厘米)，Bm为变压器铁心的最大磁感应强度(单位：高斯);Uab为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，Uab =Ui/2 ，Ui为开关电源的工作电压，单位为伏;τ = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度(单位：秒);
F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数;F和τ取值要预留20%左右的余量。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米(cm)，磁感应强度为高斯(Gs)，磁通单位为麦克斯韦(Mx)。
B)交流输出半桥式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算
半桥式变压器开关电源如果用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆变成交流，或把交流整流成直流后再逆变成交流，这种逆变电源一般输出电压都不需要调整，因此电路相对比较简单，工作效率很高。请参考图1-36、图1-38、图1-39。
用于逆变的半桥式变压器开关电源一般输出电压uo都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系数(有效值与半波平均值之比)等于1，因此，方波的有效值Uo与半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up与半波平均值Upa也相等。所以，只要知道输出电压的半波平均值就可以知道有效值，再根据半波平均值，就可以求得半桥式开关电源变压器初、次级线圈匝数比。
根据前面分析，半桥式变压器开关电源的输出电压uo，主要由开关电源变压器次级线圈输出的正激电压来决定。因此，根据(1-158)、(1-159)、(1-161)等式其中一式就可以出半桥式变压器开关电源的输出电压的半波平均值。由此求得半桥式逆变开关电源变压器初、次级线圈匝数比：
n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初级变压比，D = 0.5时 (1-176)
(1-176)式就是计算半桥式逆变开关电源变压器初、次级线圈匝数比的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的匝数，N2为变压器次级线圈的匝数，Uo输出电压的有效值，Ui为直流输入电压，Upa输出电压的半波平均值。
(1-176)式还没有考虑变压器的工作效率，当把变压器的工作效率也考虑进去时，最好在(1-176)式的右边乘以一个略大于1的系数。
C)直流输出电压非调整式半桥开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算
直流输出电压非调整式半桥开关电源，就是在DC/AC逆变电源的交流输出电路后面再接一级整流滤波电路。请参考1-43、图1-44、图1-45。这种直流输出电压非调整式半桥开关电源的控制开关K1、K2的占空比与DC/AC逆变电源一样，一般都是0.5，因此，直流输出电压非调整式半桥开关电源变压器初、次级线圈匝数比可直接利用(1-176)式来计算。即：
n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初级变压比，D = 0.5时 (1-176)
不过，在低电压、大电流输出的情况下，一定要考虑整流二极管的电压降和变压器的工作效率。
D)直流输出电压可调整式半桥开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算
直流输出电压可调整式半桥开关电源的功能就要求输出电压可调，因此，半桥式变压器开关电源的两个控制开关K1、K2的占空比必须要小于0.5;因为半桥式变压器开关电源正、反激两种状态都有电压输出，所以在同样输出电压(平均值)的情况下，两个控制开关K1、K2的占空比相当于要小一倍。当要求输出电压可调范围为最大时，占空比最好取值为0.25。根据(1-140)和(1-145)式，并把输入电压Ui换成Uab可求得：
(1-177)、(1-178)式，就是计算直流输出电压可调整式半桥开关电源变压器初、次级线圈匝数比的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的最少匝数，N2为变压器次级线圈的匝数，Uo为直流输出电压，Uab为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，Uab =Ui/2 ，Ui为开关电源的工作电压。
同样，在低电压、大电流输出的情况下，一定要考虑变压器的工作效率以及整流二极管的电压降和开关器件接通时的电压降。
三、基本电子电路:开关电源讲解
做硬件工程师的，几乎都碰到过开关电源。网上的资料也很多。笔者也经常接触开关电源，从工程应用实践中自己总结了一些开关电源的心得。本文力求浅显易懂。但愿对开关电源比较陌生的工程师能有所帮助。开关电源是一个很大的领域，本文的描述仅见一斑，有不当之处，望以斧正之。
1：常用的开关电源的原理——单端自激boost升压电路
如上图，开关电源利用电感电流不能瞬间改变的原理，用ctrl信号打开三极管，使得Vin通过电感和三极管向地流动。由于电感电流不能突变，因此，这个回路不能理解成短路，应理解成给电感充能。充能是通过电感流过的电流不断增大体现的，电流越大，电感的储能越多。
当电感电流增加到一定程度，用ctrl关闭三极管。则电感电流的回地的路就被切断。同样由于电感电流不能突变，因此，电流就会通过二极管流向电容。这样就完成一次电感通过二极管给电容充电的过程。Ctrl信号周期性不停止的复现，宏观上就形成从vin不断流向电容的电流。这个过程与vout和vin电压孰高孰低无关。意味着可升压，也可降压。
上面说的切断电感电流，迫使电流流向改变，一般叫做“反激”，上图的电感只有一个，反激点只有一个，叫做单端。有的电路用2个电感，交替进行电流流动。做直流逆变交流时，一般用2个电感，形成推挽效果。
2：如何实现稳压
上图是原理。由于vout的负载不确定，因此，vout不可能稳定在我们期望的电压上，可能是升压，也可能是降压。解决这个问题的办法是利用vout的电压进行反馈。当vout电压低于期望值时，反馈信号就会调整ctrl，使它打开三极管的时间相对延长。则电感充能更多，从而使vout上升。反过来也一样。
这样ctrl信号就有了个名字，叫pwm。一般是改变它的占空比。当vout电压不够时，增加pwm信号占空比，使得更多的电能流向vout。
3：占空比
从原理容易理解，pwm信号不能达到100%占空比，那样就真的短路了。当pwm信号占空比大到一定程度时，也就是刚好有时间让三极管能开关时，电感的充能达到极大值。这个电能必须能满足后续电路的消耗。这样就能使vout稳定在我们需要的电压上。
4：实用电路
有许多成熟芯片提供Pwm信号的产生，并提供反馈电压调整pwm的占空比，这类芯片叫开关电源芯片，是专门用来设计开关电源的。下图附一个成熟电路，是笔者在工程中应用的。
这个芯片把三极管集成到芯片内部，因此应用比较简单。因为它能提供的电流很小，是给lcd供电的。+12V后面还有一个10uF/25V的电容。
5：设计开关电源要注意的几个问题
A：注意电感的选择，应参照芯片资料，切忌理解成输出电流多大就用多大的电感，这是许多新手容易理解错的地方。例如，输出电流是0.5A，电感可不要选0.5A的哦，要按资料来选，一般是1A左右。如果电感的电流参数选小了，会很热。二极管也一样，电流参数不能按最终输出电流选。电感值的大小涉及到饱和电流的问题，即电流大到一定程度后呈现饱和状态，电流则会瞬间增大，不再受电流不能突变的约束。因此选择电感时，可以比资料的推荐值稍大一些。因为电感的误差比较大，市场常见的电感是±20%，所以宁大勿小的原则。买电感时要注意。
B：第1节的图里的三极管，从原理易得：其导通电阻越小越好，开关响应越快越好。这2个因素是决定效率的最主要的2个方面。一般选择mos管，要注意mos管的导通电阻和栅极寄生电容。芯片的输出能否驱动得了栅极，如果驱动栅极的能力不够，应使用LM5111等驱动芯片。
C：开关电源的噪声比较大，尤其它是给后续电路提供电源的，这使得后续电路的电源从骨子里就带噪声。这种噪声的消除，需要使用滤波电路，必要时用π型滤波。滤波要消耗电能，这与要达到的稳压效果成为一对矛盾，需要工程师权衡为达到某效果需要付出多大的滤波消耗。在开关电源后面串联线性电源(例如7805等)不能显著消除噪声。一味加大电容也不是办法，噪声仍然能够通过。不要期望既不付出电能消耗，又能消除噪声。但是串联电感器件的滤波电路确实更加节省一些。
D：开关电源两端隔离的做法是用3个线圈共轭，一个用于自激充能，一个用于输出，一个用于电压反馈。值得一提的是，这种隔离不能消除开关引起的各种噪声。噪声会沿着共轭电感传递，而且噪声的损耗很小。由于电压反馈变成非直接的反馈，这种电源一般具有较大的误差，但精度受影响很小，一般都带输出电压调整。市场常见的模块电源一般都带电压微调。
E：开关电源的地的布线。为了减少噪声，需给噪声尽量短的回地路线。第1节的图中用了2个地符号。这2个地最终要接在一起，需要注意的是，vout后端有个电容，在这个电容的负端把2个地接在一起。这样，开关芯片的噪声能最大程度的消耗在自己那边，能大大改善vout的噪声。
F：设计开关电源时，功率设计要至少保留1倍的余地，例如设计5V1A的开关电源，最大功率输出要能达到2A。不要按需求设计成1A的，那样会使pwm占空比接近最大值，电感、mos管等都会发热。一般掌握在稳定输出时，pwm在50%或稍小为宜。这样整个电路工作在一个“比较舒服”的情况下，噪声、发热等各方面综合性能都比较好。
G：开关电源的保护。从第1节的图可以看出，当某种原因造成ctrl电平为常高时，会导致电感和三极管烧毁。Ctrl常低还好些，但是vin会串到vout上，对后续电路造成欠压供电。常用的保护是在vin前端串联一个过流保护器件，它一般是热保护，电流过大会断开。过一会儿又导通。
四、开关电源的热设计方法解析
开关电源已普遍运用在当前的各类电子设备上,其单位功率密度也在不断地提高.高功率密度的定义从1991年的25w/in3、1994年36w/in3、1999年52w/in3、2001年96w/in3,目前已高达数百瓦每立方英寸.由于开关电源中使用了大量的大功率半导体器件,如整流桥堆、大电流整流管、大功率三极管或场效应管等器件。它们工作时会产生大量的热量,如果不能把这些热量及时地排出并使之处于一个合理的水平将会影响开关电源的正常工作,严重时会损坏开关电源.为提高开关电源工作的可靠性,热设计在开关电源设计中是必不可少的重要一个环节。
1.热设计中常用的几种方法
为了将发热器件的热量尽快地发散出去,一般从以下几个方面进行考虑: 使用散热器、冷却风扇、金属pcb、散热膏等.在实际设计中要针对客户的要求及最佳费/效比合理地将上述几种方法综合运用到电源的设计中。
2.半导体器件的散热器设计
由于半导体器件所产生的热量在开关电源中占主导地位,其热量主要来源于半导体器件的开通、关断及导通损耗.从电路拓扑方式上来讲,采用零开关变换拓扑方式产生谐振使电路中的电压或电流在过零时开通或关断可最大限度地减少开关损耗但也无法彻底消除开关管的损耗故利用散热器是常用及主要的方法.
2.1 散热器的热阻模型
由于散热器是开关电源的重要部件,它的散热效率高与低关系到开关电源的工作性能.散热器通常采用铜或铝,虽然铜的热导率比铝高2倍但其价格比铝高得多,故目前采用铝材料的情况较为普遍.通常来讲,散热器的表面积越大散热效果越好.散热器的热阻模型及等效电路如上图所示
半导体结温公式如下式如示：
pcmax(ta)= (tjmax-ta)/θj-a (w) -----------------------(1)
pcmax(tc)= (tjmax-tc)/θj-c (w) -----------------------(2)
pc: 功率管工作时损耗
pc(max): 功率管的额定最大损耗
tj: 功率管节温
tjmax: 功率管最大容许节温
ta: 环境温度
tc: 预定的工作环境温度
θs : 绝缘垫热阻抗
θc : 接触热阻抗(半导体和散热器的接触部分)
θf : 散热器的热阻抗(散热器与空气)
θi : 内部热阻抗(pn结接合部与外壳封装)
θb : 外部热阻抗(外壳封装与空气)
根据图2热阻等效回路, 全热阻可写为:
θj-a=θi+[θb *(θs +θc+θf)]/( θb +θs +θc+θf) ----------------(3)
又因为θb比θs +θc+θf大很多,故可近似为
θj-a=θi+θs +θc+θf ---------------------(4)
①pn结与外部封装间的热阻抗(又叫内部热阻抗) θi是由半导体pn结构造、所用材料、外部封装内的填充物直接相关.每种半导体都有自身固有的热阻抗.
②接触热阻抗θc是由半导体、封装形式和散热器的接触面状态所决定.接触面的平坦度、粗糙度、接触面积、安装方式都会对它产生影响。当接触面不平整、不光滑或接触面紧固力不足时就会增大接触热阻抗θc。在半导体和散热器之间涂上硅油可以增大接触面积，排除接触面之间的空气而硅油本身又有良好的导热性，可以大大降低接触热阻抗θc。
当前有一种新型的相变材料，专门设计用采取代硅油作为传热介面，在65℃（相变温度）时从固体变为流体，从而确保界面的完全润湿，该材料的触变特性避免其流到介面外。其传热效果与硅油相当，但没有硅油带来的污垢，环境污染和难于操作等缺点。用于不需要电气绝缘的场合。典型应用包括cpu散热片，功率转换模块或者其它任何簧片固定的硅油应用场合，它可涂布在铝质基材的两面，可单面附胶，双面附胶或不附胶。
③绝缘垫热阻抗θs
绝缘垫是用于半导体器件和散热器之间的绝缘.绝缘垫的热阻抗θs取决于绝缘材料的材质、厚度、面积。下表中列出几种常用半导体封装形式的θs+θc
④散热器热阻抗θf
散热器热阻抗θf与散热器的表面积、表面处理方式、散热器表面空气的风速、散热器与周围的温度差有关。因此一般都会设法增强散热器的散热效果，主要的方法有增加散热器的表面积、设计合理的散热风道、增强散热器表面的风速。散热器的散热面积设计值如下图所示：
但如果过于追求散热器的表面积而使散热器的叉指过于密集则会影响到空气的对流，热空气不易于流动也会降低散热效果。自然风冷时散热器的叉指间距应适当增大，选择强制风冷则可适当减小叉指间距。如上图所示：
⑤散热器表面积计算
s=0.86w/(δt*α) (m2)
δt: 散热器温度与周围环境温度（ta）的差（℃）
α： 热传导系数，是由空气的物理性质及空气流速决定。α由下式决定。
α=nu*λ/l ()
λ:热电导率（kcal/m2h）空气物理性质
l：散热器高度（m）
nu：空气流速系数。由下式决定。
nu=0.664*√[(vl)/v’]*3√pr
v：动粘性系数（m2/sec）,空气物理性质。
v’:散热器表面的空气流速(m/sec)
pr: 系数,见下表
2.2 散热设计举例
[例] 2scs5197在电路中消耗的功率为pdc=15w,工作环境温度ta=60℃,求在正常工作时散热器的面积应是多少?
解: 查2scs5197的产品目录得知:pcmax=80w(tc=25℃),tjmax=150℃且该功率管使用了绝缘垫和硅油. θs+θc=0.8℃/w
从(2)式可得
θi=θj-c=(tjmax-tc)/pcmax-=(150-25)/80≒1.6℃/w
从(1)式可得
θj-a=(tjmax-ta)/pdc=(150-60)/15=6℃/w
从(4)式可得
θf=θj-a－(θi＋θc＋θs) ≒6－(1.6+0.8)=3.6℃/w
根据上述计算散热器的热阻抗须选用3.6℃/w以下的散热器.从散热器散热面积设计图中可以查到:使用2mm厚的铝材至少需要200cm2,因此需选用140*140*2mm以上的铝散热器.
注：在实际运用中，tjmax必须降额使用，以80%额定节温来代替tjmax确保功率管的可靠工作。
3、自然风冷与强制风冷
在开关电源的实际设计过程中，通常采用自然风冷与风扇强制风冷二种形式。自然风冷的散热片安装时应使散热片的叶片竖直向上放置，若有可能则可在pcb上散热片安装位置的周围钻几个通气孔便于空气的对流。
强制风冷是利用风扇强制空气对流，所以在风道的设计上同样应使散热片的叶片轴向与风扇的抽气方向一致，为了有良好的通风效果越是散热量大的器件越应靠近排气风扇，在有排气风扇的情况下，散热片的热阻如下表所示：
4、金属pcb
随着开关电源的小型化，表面贴片元件广泛地运用到实际产品中，这时散热片难于安装到功率器件上。当前克服该问题主要采取金属pcb作为功率器件的载体，主要有铝基覆铜板、铁基覆铜板，金属pcb的散热性远好于传统的pcb且可以贴装smd元件。另有一种铜芯pcb，基板的中间层是铜板绝缘层采用高导热的环氧玻纤布粘结片或高导热的环氧树脂，它是可以双面贴装smd元件，大功率smd元件可以将smd自身的散热片直接焊接在金属pcb上，利用金属pcb中的金属板来散热。
5、发热元件的布局
开关电源中主要发热元件有大功率半导体及其散热器，功率变换变压器，大功率电阻。发热元件的布局的基本要求是按发热程度的大小，由小到大排列，发热量越小的器件越要排在开关电源风道风向的上风处，发热量越大的器件要越靠近排气风扇。
为了提高生产效率，经常将多个功率器件固定在同一个大散热器上，这时应尽量使散热片靠近pcb的边缘放置。但与开关电源的外壳或其它部件至少应留有1cm以上的距离。若在一块电路板中有几块大的散热器则它们之间应平行且与风道的风向平行。在垂直方向上则发热小的器件排在最低层而发热大的器件排在较高处。
发热器件在pcb的布局上同时应尽可能远离对温度敏感的元器件，如电解电容等。
6、结语
开关电源的热设计应充分考虑产品所处的工 作环境及实际的工作状态并将上述几种方法综合运用才能设计出既经济又能充分保证半导体散热的开关电源产品。
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