- 如何处理工业电机驱动IGBT过流和短路保护问题？

　　检测到IGBT过流后，进一步的挑战便是关闭处于不正常高电流 电平状态的IGBT。正常工作条件下，栅极驱动器设计为能够尽 可能快速地关闭IGBT，以便最大程度降低开关损耗。这是通过 较低的驱动器阻抗和栅极驱动电阻来实现的。如果针对过流条 件施加同样的栅极关断速率，则集电极-发射极的di/dt将会大很 多，因为在较短的时间内电流变化较大。由于线焊和PCB走线 杂散电感导致的集电极-发射极电路寄生电感可能会使较大的过 压电平瞬间到达IGBT（因为VLSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt）。因此，在去饱 和事件发生期间，关断IGBT时，提供阻抗较高的关断路径很重 要，这样可以降低di/dt以及一切具有潜在破坏性的过压电平。

　　除了系统故障导致的短路，瞬时逆变器直通同样会发生在正常 工作条件下。此时，IGBT导通要求IGBT驱动至饱和区域，在该区域中导通损耗最低。这通常意味着导通状态时的栅极-发射极电 压大于12 V。IGBT关断要求IGBT驱动至工作截止区域，以便在高 端IGBT导通时成功阻隔两端的反向高电压。原则上讲，可以通 过使IGBT栅极-发射极电压下降至0 V实现该目标。但是，必须考 虑逆变器臂上低端晶体管导通时的副作用。导通时开关节点电 压的快速变化导致容性感应电流流过低端IGBT寄生密勒栅极-集 电极电容（图3中的CGC）。该电流流过低端栅极驱动器（图3中的 ZDRIVER）关断阻抗，在低端IGBT栅极发射极端创造出一个瞬变电压 增加，如图所示。如果该电压上升至IGBT阈值电压VTH以上，则 会导致低端IGBT的短暂导通，从而形成瞬态逆变器臂直通—— 因为两个IGBT都短暂导通。这一般不会破坏IGBT，但却能增加功 耗，影响可靠性。

 

 

　　图3. 密勒感应逆变器直通

　　一般而言，有两种方法可以解决逆变器IGBT的感应导通问 题——使用双极性电源和/或额外的米勒箝位。在栅极驱动器 隔离端接受双极性电源的能力为感应电压瞬变提供了额外的裕 量。例如，–7.5 V负电源轨表示需要大于8.5 V的感应电压瞬变才 能感应杂散导通。 这足以防止杂散导通。另一种方法是在完成 关断转换后的一段时间内降低栅极驱动器电路的关断阻抗。这 称为米勒箝位电路。容性电流现在流经较低阻抗的电路，随后 降低电压瞬变的幅度。针对导通与关断采用非对称栅极电阻， 便可为开关速率控制提供额外的灵活性。所有这些栅极驱动器 功能都对整个系统的可靠性与效率有正面影响。

实验示例

　　实验设置采用三相逆变器，该逆变器由交流市电通过半波整流器供电。虽然系统最高可采用800 V的直流总线电压，但本例中 的直流总线电压为320 V。正常工作时，0.5 HP感应电机由开环 V/Hz控制驱动。IGBT采用InternaTIonal RecTIfier提供的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF。控制器采用ADI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合 信号处理器。使用隔离式Σ-Δ AD7403调制器进行相位电流测量， 使用ADuM4135实现隔离式栅极驱动（它是一款磁性隔离式栅极驱 动器产品，集成去饱和检测、米勒箝位和其它IGBT保护功能）。 在电机相位之间，或在电机相位和负直流总线之间手动开关短 路，进行短路测试。 本例中未测试短路至地。

　　控制器和电源板如图5所示。它们均为ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit®6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔离式逆变器平台。

 

 

　　图4. 实验设置

 

 

　　图5. ADI隔离式逆变器平台搭配全功能IGBT栅极驱动器

　　实验硬件中，通过多种方法实现IGBT过流和短路保护。它们分 别是： 直流总线电流检测（逆变器直通故障） ；电机相位电流检测（电机绕组故障） ； 栅极驱动器去饱和检测（所有故障）。

　　对于直流总线电流检测电路，必须加一个小型滤波器，避免误 触发，因为直流总线电流由于潜在的高噪声电流而断续。采用 具有3 μs时间常数的RC滤波器。检测到过流后，其余有关IGBT关 断的延迟是通过运算放大器、比较器、信号隔离器、ADSP-CM408F 中的跳变响应时间，以及栅极驱动器传播延迟。这会额外增 加0.4 μs，使得故障至关断的总时间延迟为3.4 μs——远低于很 多IGBT的短路时间常数。类似的时序同样适用于采用AD7403以 及ADSP-CM408F处理器上集成式过载检测sinc滤波器的电机相位 电流检测。采用时间常数为3 μs左右的sinc滤波器可良好运作。8 在这种情况下，其余系统延迟的原因仅会是跳变信号内部路由 至PWM单元以及存在栅极驱动器传播延迟，因为过载sinc滤波器 是处理器的内部元件。连同电流检测电路或快速数字滤波器的 反应时间，无论使用何种方法，两种情况下的ADuM4135超短传播延迟对实现有效的快速过流保护非常重要。图6显示了硬件跳 变信号、PWM输出信号和其中一个逆变器臂的上方IGBT实际栅 极-发射极波形之间的延迟。图中可以看到，IGBT开始关断后的 总延迟约为100 ns。

 

 

　　图6. 过流关断时序延迟（通道1：栅极-发射极电压10 V/div；通道2：来自 控制器的PWM信号5 V/div；通道3：低电平有效跳变信号5 V/div；100 ns/div）

　　栅极驱动器去饱和检测比上文描述的过流检测方法执行速度快 得多，且对于限制短路电流所允许上升的上限很重要，从而提 升了系统的整体稳定性，并超过了可以实现的水准，哪怕系统 带有快速过流保护功能。这显示在图7中。当发生故障时，电 流快速上升——事实上，电流远高于图中所示，因为图中以带 宽限制20 A电流探针进行测量，仅供参考。去饱和电压达到9 V 跳变电平，栅极驱动器开始关断。显然，短路的整个持续时间 不足400 ns。电流的长尾表示下方IGBT反并联二极管中的续流导 致的感应电能。开启时，去饱和电压的初始增加是杂散去饱和 检测电动势的一个例子，这是由于集电极-发射极电压瞬态所导 致。可以通过增加去饱和滤波器时间常数，从而增加额外的消 隐时间而消除。

 

 

　　图8. IGBT短路关断

　　图8显示了IGBT上的集电极-发射极电压。由于去饱和保护期 间，关断的阻抗较大，因此初始受控过冲约为320 VDC总线电压 以上80 V。电流在下游反并联二极管中流动，而电路寄生实际上 使得电压过冲略高，最高约为420 V。

 

 

　　图9. 开启时的米勒 箝位 通道1：栅极-发射极电压5 V/div；通道2：来自控 制器的PWM信号5 V/div；通道3：集电极-发射极电压100 V/div；200 ns/div

　　图9显示了正常工作时，米勒箝位防止逆变器直通的价值。

　　小结

　　随着IGBT的短路耐受时间下降至1 μs的水平，在极短的时间内检 测并关断过流和短路正变得越来越重要。工业电机驱动的可靠 性与IGBT保护电路有很大的关系。本文罗列了一些处理这个问 题的方法，并提供了实验结果，强调了稳定隔离式栅极驱动器 IC （比如ADI公司的ADuM4135）的价值。