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无论是工业控制还是其他领域，任何新设计的重点都是如何使系统尽可能高效。提高系统效率具有多项好处。首先，效率提高后，整体系统功耗预算会减少，从而实现节能并降低成本;其次，不用像以前那样依赖昂贵的热冷却系统;最后，功耗压力减小，因此系统集成度可以进一步提高。对于许多应用，这可以通过软件方式实现，如控制系统关键事件、计划过程的运行时间和停机时间或关断过程内的非关键组件。但对于大多数需要持续监控过程变量的过程控制应用，系统根本就不可能进入省电模式。而其他一些应用则又过于复杂，让系统离线既昂贵又耗时。因此，对于这些应用，要做到省电，就必须使用高效而智能的集成电路器件，实现仅在需要的位置和需要的时候供电。
PLC概述
图1中是一种典型的工业控制系统。工业控制系统既可用于机械和工厂控制等行业，也可用于油压、气压检测和液体流速等过程控制应用。根据从远程站点收到的信息，系统自动或由操作员将监控命令推送至远程站点控制器件，通常也称为现场器件。这些现场器件控制本地操作，如打开和关闭阀门和断路器、从传感器系统收集数据以及监控本地环境是否达到报警条件等等。此处显示的PLC机架系统通常包含一个电源模块、一个处理器模块以及多个模拟I/O和数字I/O卡。每个模拟或数字I/O卡均与远程传感器和执行器通信，通信形式可能为数字或模拟电压和电流。
图1 典型PLC架构
仔细观察模拟I/O卡，可以看到输入在很大范围内变化，从传感器(如RTD或热电偶)发出的小信号输入到模拟电流或电压输入(例如4-20mA或±10V)不等。大多数时候，电压输入都具有相当高的输入阻抗。对于电流输入，一般还会端接阻值相对较小的检测电阻。因此，就系统总功耗而言，模拟输入卡往往相当高效，通常总功耗仅为1W~2W。而模拟输出却完全呈现另外一种趋势。电流和电压输出均有效驱动至未知负载内，因此模块设计人员需要确保输出在故障条件下也能得到保护，如短路或接线错误事件。设计人员既要保护IC，又要确保模块功耗最低。根据卡内的通道数量，通常功耗最高可达10W。
可插入PLC机架插槽的典型I/O卡的尺寸在过去10年中一直在缩小，目前正在量产的8通道模块一般而言是一个90 mm×70 mm、高度约23.5mm的模块。行业趋势今后仍是尺寸进一步缩小，而这实际上也是市场驱动的需求。同时，通道密度或数量也需要增加，这样既可以提升模块功能，又可以增加价格竞争力。显然，对于给定尺寸的此类模块，功耗正在成为关键，而使用空气对流技术的热冷却系统不仅昂贵、占用空间，还不太节能。因而需要考虑以其他方式来解决功耗挑战。
未来设计挑战
这些要求给设计人员带来了哪些挑战呢?首先，空间不变而通道密度增加将显著提高模块的环境温度。这不同于IC自热效应，但后者也很重要，设计时同样需要考虑。在某些情况下，高达100℃的系统环境温度并不罕见。这本身就对最高IC结温造成了挑战。通道密度增加也意味着元件数量增加，因此显然要求元件尺寸更小、静态电流更低且效率更高。而温度范围扩展也意味着还需要考虑温漂带来的误差，因而迫切需要低ppm基准电压源和低漂移转换器。从功耗的角度看，许多设计人员需要牺牲设计规格来满足功耗预算。这样虽然可行，但却会导致产品竞争力下降。
以工业过程控制应用中的简单流量计系统为例。在图2中，流量计通过一个4-20mA的过程变量等监控流速，同时通过一个类似的4-20mA信号控制定位器，从而驱动执行器阀门控制器，并最终控制系统内液体或气体的流速。定位器的4-20mA信号需要使用检测电阻端接，并最终馈送至ADC。这些检测电阻变化范围很大，从50Ω~1KΩ不等。由于需要支持如此广泛范围的负载，4-20mA系统的设计变得愈加复杂，尤其在如何处理正常模式(特别是故障条件)下的功耗问题。处理功耗问题有几种方式，一个简单办法是添加外部元件，如用于处理功率过大的升压晶体管。虽然此方法确实有助于降低半导体器件的功耗，实际上却并未降低模块本身的功耗。
图2 4-20mA控制阀门执行器的定位器
可通过一个实际例子说明某些功耗系数。如上所述，这些4-20mA环路通过一个负载电阻端接，阻值可高达1KΩ。当将24mA驱动至1KΩ负载时，输出电压至少应为24 V，以提供足够的顺从电压。这并未包括驱动器件的任何裕量，甚至未考虑到电源调节。假设驱动器件具有2V裕量，则电源电压最低约为26V。为了说明这对内部芯片温度的影响，我们以AD5422器件为例。AD5422是单通道16位DAC，具有适合工业控制应用的可编程电流和电压输出范围。
假设电流输出(如0mA~24mA)驱动至短路或空载，则所有功率都在模块内损耗。这种情况下，仅负载总功耗就是26V的电源电压乘以24mA的满量程输出电流，约为624mW。由于IC器件会感受到所有这些功率，因此必须考虑芯片上消耗这些电能而产生的热效应。所以首要问题是如何限制器件自热，而要改善热保护，一个常用方法是在芯片底部添加裸露焊盘。
裸露焊盘技术
裸露焊盘可提供低热阻路径，从而便于PCB散热。这一阻性路径将带走器件的大部分热量，因此可以有效充当集成电路的散热器，如图3所示。
图3 裸露焊盘及散热通孔影响
接合区本身是PCB元件侧上的铜层。接合区至少应和裸露焊盘一样大，当然也可以更大，具体取决于裸露焊盘至其他引脚接合区的自由空间范围。散热通孔将热量从热接合区引导至接地层，并通过PCB底部扩散至环境温度。多通孔可改善IC散热，同时改善接地电气连接。需要注意的一件事情是，设计中的通孔数量取决于具体应用的功耗和电气要求。但这里存在一个“效益递减”点，如本幻灯片右侧曲线图所示，达到此点后，增加散热通孔可能不会显著改善封装性能。以此处的LFCSP器件为例，显然如果将通孔从4个增加至16个，则可实现大约4℃/W的热阻改善。又例如，如果进一步将通孔从16个增加至32个，实际上仅能获得1℃/W的额外改善。
AD5422采用6×6 LFCSP封装，底部提供裸露焊盘。这种情况下，裸露焊盘应连接到器件的最低负基板以获得适当的热性能和电气性能，本例中是AVSS层。热阻抗值可以在数据手册上找到，此封装的额定值为28℃/W。这就明确决定了芯片上每消耗1W功率时内部芯片温度的升高程度。此数值需要加到系统环境温度中，以决定最大系统工作条件。
如果考虑到短路条件下的功耗约为0.6W，且此LFCSP封装在连接裸露焊盘后的热阻抗为28℃/W，则可计算出故障条件下芯片温度将增加16.8℃。当然，还需要考虑到因器件静态电流而带来的温度增加，如AVSS和AVDD电源电流。通过参考数据手册，可以计算出这些静态电流源的总功耗约为128mW，而这些功率本身可导致芯片温度升高约3.5℃。因此，采用26V电源供电时，如果将24mA驱动至短路负载，则将此3.5℃加上短路条件下的16.8℃可以得到，芯片温度总共会上升约20℃。
计算模块内的最大容许系统温度变得非常容易。用器件的最大结温(可直接从数据手册中获得)减去内部自热引起的下降即可。通过简单的算术可知，内部最大芯片温度为125℃。在此基础上减去20.3℃，即可得出系统或最大系统环境温度为104.7℃。大多数系统都可以在70℃~80℃的环境下工作，因此对于此处示例，设计人员就不用再担心什么。一个问题是，某些情况下系统中可能需要电压更高的电源，具体可能取决于产品所用于的应用类型。如果超过40V或45V，则片内功耗可增加至接近1W，不过只要遵循上述规则和指南并确保系统内的环境温度足够低，那么器件仍可正常工作。
如上所述，我们能够添加外部过流器件，使过多电流从外部到达器件，作用就好像传输晶体管，从而保证芯片上的功耗较低。当然，此晶体管必须能够承载适当的电流，而不给系统带来任何误差。虽然这肯定是改善IC器件的一种方法，但仍要求所有功率都在模块内损耗。如果考虑到模块尺寸越来越小，有时系统内的通道数量可能受限，或者需要减小要驱动的最大负载，以保持低功耗。
智能电源方案
ADI解决此问题的一个方式是实施智能电源方案，它可以检测输出负载，然后在编程电流变化或负载变化时根据需要动态地更改输出顺从电压。只需在片内集成DC-DC升压转换器即可，它可以升高低压电源的电压，从而提供输出端所需的任何顺从电压。采用5V标称电源运行DC-DC转换器时，输出端的最低调节电压约为7 V，而最高电源电压可超过30 V，具体取决于需求。该示例从理论上解释了新设计的工作原理并计算出使用动态功率控制功能时的功率利用率，但是注意这是针对4通道输出器件。这种情况下，需要再次考虑零负载条件，这是电流输出的一种有效条件。器件的内部电路会检测输出，而在发现无需驱动负载时，器件会将内部DC-DC输出调节至约7V;这时，对于一个驱动24mA输出的通道，芯片功耗将降至最小，约0.168W。AD5755已经在4通道器件上实施了这一集成电源管理方案。这款四通道器件具有完全可编程的电流和电压输出范围且分辨率高达16位，同时每个通道都集成DC-DC以提供集成式动态功率控制。因此，对于四个输出端短路的通道，片内最大功耗仅为0.672 W，与相同条件下的现有解决方案相比，能耗降低达4倍。通过使用动态功率控制功能，我们不仅可以确保器件自我保护，而且可以将模块内的功耗降至较低，如图4所示。
图4 动态功率控制
集成式片内DC-DC的实现方式类似于标准升压转换器，如图5所示，而升压转换器通常由两个开关、一个输入/输出电容和一个能量电感组成。第一阶段中，开关A闭合，而B断开，使得电感电流根据电感内的变化而呈线性增加，等于dV×dt/L。第二阶段中，开关A断开，而B闭合，因此电感连接至负载和输出电容;在此关断时间期间，电感电流从输入端流向输出端，而由于电感尝试保持电流恒定，通过开关B连接至负载的电感端的电压将升高。这类电感一般有两种工作模式，即连续和断续模式;当升压转换器在连续模式下工作时，通过电感的电流不会降至零。但在某些情况下，负载所需的能量很少，无需整个占空比周期即可完成传输。这种情况下，通过电感的电流可能降至零。与上文所述原理的唯一差异是电感在占空比结束前完全放电，这称为断续模式。
图5 升压转换器原理图
AD5755上的升压电感电路使用恒定频率电流模式控制方案来升高5V效果的低压输入，从而驱动输出，而此DC-DC采用占空比小于90%的断续导通模式工作。因此，图中所示为异步转换器;也就是说需要外部肖特基二极管来代替上述开关I。肖特基二极管用于将功率损耗降至最低。正向压降较大的二极管会导致效率下降。AD5755本身包含约0.425Ω的内部开关，用于开关DC-DC，并且开关电流接受监控且峰值电流限于约0.8 A。开关转换器还有一些其他功能，开关频率可在器件上选择，共有四种不同选项。每个通道的相位也可调整，使所有相位90度反相，因此通过支持不同的时钟边沿，DC-DC转换器可以减少输入端的峰值电源要求。在典型应用中，建议采用约410kHz的开关频率。负载较小时，DC-DC转换器将进入脉冲跳跃模式，以较大程度地降低开关功耗。
四通道器件AD5755每个通道均具有可编程电流和电压输出。同样地，16位CDAC的每个通道也具有16位增益和失调寄存器，使用户可以设置任何输出范围的零电平和满量程值。现在，每个通道还具有专用HART引脚，经全面测试与HART兼容。除已经提到的动态功率控制功能之外，器件内还集成了许多其他诊断功能。左侧可以看到看门狗定时器，它会监控SPI引脚上的活动。例如，如果系统内的微控制器发生故障，则看门狗定时器可以置位故障条件，后者接着可用于将输出置于已知或故障安全条件下。另外所有输出通道上都具有断路和短路检测及保护功能。最后，器件上提供了数字压摆率控制功能，使用户可以设置输出压摆率。这对执行器控制应用等很有用，例如控制慢速器件时想要限制快速输出变化。
比较一下动态功率控制功能的一些结果，在短路条件下对所有四路输出同时实施及不实施动态功率控制功能时的结温升高情况可以看到结果，未使能动态功率控制时，内部芯片温度升高约70℃，这在硅IC级别实现了75%的热节省。实际上，这些功率和热优势使客户可以在自己的系统中实现通道密度增加，而不必增加模块或机架尺寸或牺牲其他设计参数，如温度范围、电源或负载条件。
人们常常会问这样一些问题，片内DC-DC会产生多少纹波?以及这对系统性能有何影响?特别是考虑到后置调节阶段不使用LDO时?设计电路时用到了DC-DC抑制元件，而AVCC是DC-DC-DC输入的电源，通常为5 V。10Ω电阻左侧是DC-DC的输出端;出于完整性考虑，我们添加了可选低通RC滤波器，充当一阶抗混叠滤波器。所设计的电路也具有4~20 mA输出。现在这里将有一些阻性负载和一些容性负载，而电缆一般使用单独屏蔽的单对或多对双绞线电缆，导线电容取决于电缆类型，但每英尺约在20pF~50pF范围内较佳。存在电阻负载时，前面已经提到最大端接电阻为1kΩ，本例中使用相同值，另外我们还为电容提供了可选负载连接，这是为了在需要时仿真环路电容。器件设置为将20mA满量程电流输出至1kΩ负载，而VBoost输出以及4-20mA输出均交流耦合至示波器。对于示波器上的每个格，两个波形均设置为约5mA，可以看到VBoost输出端无容性负载时纹波约为7.6 mV。这是4-20mA输出，此情况下满量程建立时间约为580µs。如果为输出负载添加1nF电容(这是为了仿真线路电容)，可以看到电容或峰峰值纹波降低至约4.24 mV。再次将电容增加至10nF时，纹波将降至2mV以下，而输出建立时间再次略微增加。值得注意的是，对于电压模式，建立时间仍为几微秒级别，此处的所有建立时间数据仅与电流模式输出相关。这说明了纹波幅度与建立时间和输出电容之间存在权衡关系。系统设计人员必须确定系统可以容许的纹波大小情况。
在之前的解决方案中，是使用多个分立元件能提供完整的系统级解决方案。SPI接口、开关变压器、PWM控制器和降压DC-DC转换器均需要分立式数据隔离器，以便产生为转换器供电所需的隔离DC-DC电源。所有这些元件都会增加系统电路板面积、空间和成本。对于低功耗模块，例如1W~2W级别，特别是需要通道间隔离的模块，图6中显示的AD347X系列器件可为电源和隔离提供更高程度的整合，是集成度更高的电源管理解决方案。这些都是四通道数字隔离器，但也集成了用于隔离式DC-DC转换器的PWM控制器和变压器驱动器。这样便无需单独的隔离式DC-DC转换器以及功耗为2W或更低的设计。
图6 ADuM347x隔离式PWM控制器和四通道数字隔离器
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