浅谈如何借用SEPIC电路拓扑改善LED系统性能 - 全文

　　无论是近几年内或未来，发光二极体（LED）照明都是具有高度商业市场潜力的明星级应用，而驱动高亮度的LED已成为高度讨论的热门议题。对于超过一颗以上的LED应用来说，可以利用串联多颗LED而形成LED灯串，如果LED数目进一步增加，还可以使用多组的LED灯串。

　　一般而言，驱动多组LED灯串较常见的方法是同时使用电源整流器和线性电流调节器，依据灯串上串联的LED数量有关的输入电压和输出电压，决定使用降压或是升压电路拓扑。然而，如果输入电压与输出电压的值相近，上述的两种电路拓扑便不适用。本文将介绍解决此问题的单端初级电感转换器（SEPIC）电路拓扑，并利用此拓扑技术设计实际应用範例进行详细说明。

　　驱动器依据调光频率　调整LED电流

　　LED驱动器的主要功能是控制流经LED的电流为一个稳定的数值，以ILED表示，ILED的数值大小与LED的颜色有关而且视LED而定，如果须要进行调光，通常会採用脉衝宽度调变（PWM）调光控制，也就是驱动器应该依照调光频率来控制LED电流为ILED或0，调光频率一般介于200Hz～1kHz的範围内。

　　图1所示为具有k串LED的LED驱动器架构模型图。LED驱动器由电源整流器和k个线性电流调节器组成。电源整流器的输入电压和输出电压分别用VIN和VOUT表示，每一LED灯串有n颗LED。每一个LED串的压降为VLEDi，其中i的值从1～k。VLEDi为每一个LED顺向电压（VFij）的总和，其中j的值从1～n，因此得出下列方程式1：

　　

　　方程式1

　　

　　每一个LED串连接于电源整流器的输出和线性电流调节器（用以控制LED电流）之间，每一线性电流调节器的压降用VCSi表示。

　　电源整流器电路拓扑受电压主导

　　输入电压和输出电压将主导电源整流器的电路拓扑，输出电压必须高于LED灯串最大压降（Voltage Drop）与线性电流调节器中压降的总和，亦即方程式2

　　

　　首先，VLEDi为VFij的函数，VFij代表LED的顺向电压。每一个LED的顺向电压具有容限範围，并且与温度相关。举例来说，当LED温度上升时，VFij值一般会减少，当LED开启时，可以计算出温度上升值。如果LED的ILED值为0.35安培时，VFij的典型值和容限範围分别为3.2伏特和 ±10%。

　　其次，VCSi和回馈讯号的功率相关，VCSi值应该要大到能够维持回馈讯号的良好杂讯比。线性电流调节器也须要有配合适当偏压的最小电压。然而为使效能最佳化，须要尽量将VCSi值最小化，因为ith线性电流调节器的功率损耗数值为VCSi×ILED，是相当大的功率。由于ILED是固定值，因此功率损耗的大小就由VCSi决定，而VCSi与VOUT有关，可以用方程式3表示：

　　

　　以一个实际的範例来说明，我们现在要驱动叁个LED灯串，每一个灯串具有四颗LED，VLEDi额定值为12.8伏特，每一灯串的ILED额定值为0.35安培。考虑到VLEDi的容限範围以及VCSi所需的最小压降，这个範例中的VOUT典型设计值应该为15伏特。如果使用常见的可充电电池，额定电压为12伏特，电池电压的改变可以从10伏特（电力几乎用完）到14伏特（电力充饱），而当电池充饱电力时，电压值接近VOUT。假设使用升压整流器以便获得15伏特的VOUT，如果VIN靠近上限（当VIN为14伏特时，工作週期比为6.7%），我们只需要较低的工作週期比。但事实上低工作週期比可能无法达成，因为多数的控制器掌握工作週期比或工作时间的下限，这种情况下必须调高VOUT值，其结果是线性电流调节器的功率损耗增加，进而使得整体效能下降。另外一个可行的解决方案就是降低切换频率以去除工作时间的下限。然而，低切换频率将增加电感电流涟波，这代表需要较大且更昂贵的电感器。

　　对于上述的应用而言，最佳的电源整流器电路拓扑为SEPIC，这是因为SEPIC整流器的输入电压可高于或低于输出电压。SEPIC整流器的其他优势还包括使用低端开关（让开关驱动器容易实现）而且输出电压为非反相电压。

　　LED驱动器具SEPIC　有助效能提升

　　图2所示为採用SEPIC电路拓的电源整流器扑、线性电流调节器和控制器IC（LM3431）所组成的LED驱动器的电路图。SEPIC整流器的主要元件包括两个电感器L1、L2、两个电容器CS、C8、MOSFET Q1和二极体D1。当Q1开启时，L1和L2分别藉由VIN和VCS（经过CS的电压）进行充电，同时藉由IL2（L2的电感电流）和输出电流（整体LED电流）使CS和C8进行放电。当Q1关闭时，L1和L2放电，而CS和C8进行充电。以下列出稳定状态时的一些基本方程式。 输入电流等于IL1，为电感器L1的电流值。由于有叁个LED灯串，所以输出电流为3ILED，IL1和IL2可用下列方程式4计算出来：

　　

　　

　　D表示工作週期，TSW为切换週期，ton为Q1的工作时间，IL1，ripple和IL2，ripple为L1和L2的电感器电流涟波，方程式5如下：

　　

　　在稳定状态时，VIN = VCS，所以可以将L2的电感器电流涟波以下列方程式6表示：

　　

　　为维持连续传导模式（CCM）操作，即便在VIN为最高值时，L1和L2应该要够大，以确保电感器电流大于电感器电流涟波的一半。範例中，切换频率为700kHz，切换週期为1.43μs，在VIN为最高值14伏特时，VOUT和ILED分别为15伏特和0.35安培，可得出以下数值：

　　

　　为维持CCM操作，IL1，ripple和IL2，ripple最大值应分别为2.25安培（IL1×2）和2.1安培（IL2×2）L1和L2的最小值分别为4.6μH和4.9μH。因电感器的容限範围可高达30%，所以L1和L2的选择可以为7μH （4.9μH÷0.7）。

　　以IQ1，peak和ID1，peak分别表示Q1和D1的峰值电流，方程式7、8如下：

　　

　　Q1和D1的元件应该能够处理峰值电流，峰值电流的最大值往往发生在VIN最低值时，在这个範例中，当VIN为10伏特时，L1和L1两者为7μH，相关数值如下：

　　

　　线性电流调节器包含电流感测电阻、功率电晶体和放大器（内嵌于控制器IC中）。放大器的输出控制功率电晶体（2N2222），再控制LED灯串的电流为0.35安培，电流藉1欧姆（Ω）电阻而感测。感测讯号回馈到放大器的输入，以便与参考电压0.35伏特进行比较。0.35伏特是藉由R7和R8形成的电阻分压器电路，将内部参考电压从2.5伏特降压分压而成。

　　更进一步来说，在操作期间，可以藉由LM3431内嵌的动态区间控制（Dynamic Headroom Control， DHC）功能，适当调整整流器的VOUT。如果LED灯串的电压减少，一般来说是因为操作下的温度升高，DHC可缓慢减低VOUT，因此可以将线性电流调节器的功率损耗降至最低。此举可进一步改善整体系统的效能。 此外，在硬体结果方面，相关图示如下。图3为稳定状态下操作的系统波形图。

　　

　　图4～6所示为380Hz的调光频率、调光工作週期比分别是10%、50%和90%的调光讯号下的回应。启动回应也显示在图7中，表1则是系统的效能表现。

　　

　　

　　本文资料是经过20分鐘全负载操作后取得，因此LED的温度是稳定的，可以看出每一个LED灯串的压降约为12.5伏特，这意味着每一个LED的顺向电压由于温度上升而少于3.2伏特额定值。在此情况下，DHC减低了VOUT值，使其小于14伏特，因此线性电流调节器功率损耗得以降低，整体效能几乎为整个输入电压範围的80%。