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现代功率转换需要不断提高的效率以及高功率密度。事实上，制作小型高效系统意味着节省空间和降低能耗，这是混合动力汽车 (HEV) 和纯电动汽车 (EV) 的辅助 DC/DC 转换器、高端开关等应用的关键因素模式电源 (SMPS) 安装在大功率服务器和高端 UHD 平板电视中。
然而，高效率和高功率密度并不容易实现，因为一些设计选择可以实现一个目标（即功率密度），但会降低另一个目标（即效率）。这就是为什么选择合适的系统拓扑和半导体器件如此重要的原因。
为了改善权衡，一种策略是使用软开关转换器，它保证开关损耗最小化、低 EMI 和高功率密度。在本文中，我们重点关注两个不同的应用领域——HEV/EV 的辅助 DC/DC 转换器和云和服务器的高端 SMPS——并以 ST 用于同步整流的低压功率 MOSFET 为例。
使用软开关转换器和同步整流来提高性能
在传统的 SMPS 中，在开启和关闭瞬态期间，半导体器件会维持具有高开关损耗的硬开关转换，这在高功率和高电压应用中尤为明显。对于需要高功率密度、高可靠性和高效率的应用，谐振转换器是一个有趣的选择。通常，谐振转换器是包括谐振电路（电感器和电容器的组合）的开关转换器，该电路积极参与确定从输入到输出的功率流。它们以正弦方式处理电源，并且电源开关是软换向的。根据电抗元件（电感器和电容器）的组合，谐振转换器可分为三种主要类型：串联、并行，或串并联。
图 1：LLC 转换器原理图。
在所有谐振转换器中，LLC 转换器（图 1）可能是电源环境中最常见的拓扑（中等功率范围），具有一些明显的优势（高效、零电压开关 [ZVS] 能力，即使在没有负载，以及在所有负载和线路条件下的良好输出电压控制）。在 LLC 转换器中，初级侧晶体管用作半桥开关，而谐振电容器、谐振电感器和磁化电感形成 LLC 谐振回路。在次级侧，同步器件对变压器上的方波进行整流，以产生所需的输出电压。
与传统的 PWM 转换器相比，LLC 拓扑同时实现了高效率和宽输入电压范围能力。在整个负载范围内都可以轻松实现初级侧的 ZVS。对于更高的功率，具有 ZVS (PSFB-ZVS) 的相移全桥拓扑在电源设计中变得非常流行和常见 ([1]、[2]、[3])。该转换器经常用于降低高直流电压，提供电气隔离。它通常用于服务器和电信 SMPS、可再生能源系统和电池充电电路。
全桥配置的初级侧的四个半导体器件（MOSFET 或 IGBT）形成一个 PSFB 转换器，而次级侧的二极管或功率 MOSFET 充当同步整流器（图 2）。
图 2：PSFB-ZVS 全桥转换器原理图。
初级侧 MOSFET 布置在两条腿中：右腿 (Q1-Q3) 和左腿 (Q2-Q4)。这两条腿的换向时间很短，也称为相移（图 3，左侧）。通过对两条腿进行相移，可以获得信号调制和对输送到次级侧的功率的控制。
图 3：空载时的 Q1-Q2-Q3-Q4 栅极信号（左），ZVS 开启波形（右）。
零电压开关是通过初级开关的输出电容的谐振放电获得的；每个 MOSFET 的体漏二极管在 MOSFET 本身之前导通，确保器件以可忽略的漏源电压降导通。通过这种方式，ZVS 操作有助于降低开关损耗和器件应力（在此拓扑中，没有缓冲电路）。
在图 3 （右侧）中，描绘了 Q3 器件的开启波形：这里，Q3 输出电容由初级谐振电感放电，然后电流换流到 Q3 体二极管（V DS ≈ 0 V） ，最后，Q3 开启，电流开始流入器件通道。因此，初级开关的开通损耗可以忽略不计，从而提高了转换器的效率。
在这两种拓扑中，当输出电流和功率增加时，只有通过同步整流级的优化设计和半导体器件的明智选择，才能进一步提高效率。因此，利用低压功率MOSFET实现的二次侧同步整流是提高系统效率的最佳方式，既可以实现高频，又可以减小体积。MOSFET 取代了用于低功率转换器的功率二极管（或肖特基二极管）；作为 V DSon << V F。MOSFET 是高输出电流的首选，因为它们的传导损耗低。
低压 MOSFET 技术发展迅速，以满足日益具有挑战性的应用要求（功率损耗、效率和开关速度）。如今，低压和中压器件主要采用沟槽栅布局实现，这保证了比旧的平面结构更好的性能。在沟槽器件中，栅极结构形成在外延层内部；由于没有 JFET 电阻，这种结构显示出较低的特定导通状态漏源电阻 (R DSon,sp )。
事实上，如图4所示，沟槽延伸超出了 P 基区的界限，连接了 N+ 和 N- 区。JFET 区域的缺失和单元间距的减小最大限度地减少了器件特定的 R DSon [4]。最先进的沟槽技术不仅在导通状态（低 R DSon 和传导损耗）期间而且在开关瞬态期间确保出色的性能，因为低 Q g 可最大限度地减少开关和栅极驱动损耗。现代沟槽技术因此改进了品质因数 (FOM = R DSon * Q g )。
图 4：平面和沟槽结构的剖面。
在同步整流中，主要的功率 MOSFET 损耗如下 [5]：
1. 传导损耗
2.体漏二极管恢复损耗
3. 输出电容损耗
4.驱动损失
传导损耗由以下公式给出：
其中 I RMS 是漏极电流的rms值。
显然，传导损耗在低压和大电流平台中变得非常重要，因此必须以最佳方式选择同步整流器：硅和封装特性都必须保证在高输出电流下具有非常好的性能。 组装在 SMD 功率封装（即 H2PAK）或薄型（PowerFLAT 5×6）封装中的极低 R DSon器件将最大限度地减少传导损耗。
在死区时间内，电流流过正向偏置的 MOSFET 体二极管。二极管传导损耗由以下公式表示：
二极管损耗与输出电流、开关频率、正向压降和死区时间成正比。最小死区时间有助于降低二极管传导损耗。当体二极管导通时，少数电荷存储在 pn 结的两侧。关断时，必须先移除这些存储的电荷，然后器件才能维持电压，如下所示：
其中Q rr 是体二极管反向恢复电荷。
具有低 Q rr 和软恢复的 MOSFET 优化了二极管恢复损耗，并在电压尖峰和 EMI 方面提高了器件性能。
在反向恢复过程中，随着多余存储电荷的移除，MOSFET 输出电容必须充电至次级侧变压器电压 (V S ) 以维持关态电压。当反向电流达到峰值时，输出电容完全充电到变压器电压。
这种电容损耗在无负载或轻负载条件下尤为显着。
栅极驱动损耗是与 MOSFET 导通和关断相关的功率损耗。虽然在高电流水平下，传导损耗在系统电源管理中占主导地位，但在轻负载条件下，驱动损耗可能变得更加重要。驱动损失量化为：
如该公式所示，f SW越高，驱动损耗越大。开关频率和栅极驱动电压是设计参数，而 Q G 是与器件选择相关的唯一参数。具有低 Q G的功率 MOSFET 最适合最大限度地减少栅极驱动损耗，尤其是在高频转换器的轻负载条件下。
MOSFET 开关损耗（在开启和关闭瞬态期间）在同步整流中可以忽略不计，因为器件换向发生在 ZVS 条件下。事实上，次级电流在通道导通之前流过体二极管 (V DS = –0.7 V)。这样，MOSFET 以非常低的电压换向，开关损耗可以忽略不计。
图 5：屏蔽栅沟槽结构截面。
R DSon、Q rr和 Q g的值 （仅在轻负载或 f SW 值非常高的情况下）是提高同步整流器整体性能并因此提高整个系统性能的关键参数。现代 MOSFET 技术在导通状态下表现出出色的性能，这不仅是因为它们具有较低的比 R DSon (R DSon *A)，而且还因为它们的动态行为显着降低了 Q G和 Q rr。例如，意法半导体的屏蔽栅沟槽 MOSFET 技术具有上述特点，是大功率转换器同步整流的最佳选择（图 5）。
混合动力汽车/电动汽车的辅助 DC/DC 转换器
汽车制造商一直在开发替代燃料汽车，以应对公众对污染、气候变化和全球变暖的日益关注。内燃机的排放限制越来越窄，因此混合动力汽车和电动汽车在汽车发动机场景中的市场份额越来越大。在 HEV 中，两种不同类型的动力用于推进（通常是带有电动机的汽油发动机），而 EV 使用一个或多个电动机进行推进。图 6 表示全电动汽车的简化方案。
图 6：电动汽车架构。
高压总线将高压电池组连接到用于汽车运动的牵引逆变器和其他逆变器，包括用于动力转向和空调的逆变器。辅助 DC/DC 转换器可以将高压电池电平降压到低压电池值（通常为 12 V 或 24 V）。
现代汽车需要低压电池，因为大量负载以 12V 电压供电，例如头灯和尾灯、音频和多媒体系统、加热风扇等。双向转换器可以在两种模式下运行：降压 - 从 HV 总线充电 12 V - 升压（升压） - 将 12 V 转换为 HV 电池值。由于这两个电池组之间的能量传输是一种智能便捷的解决方案，辅助 DC/DC 转换器设计成为优化能量传输和电池管理的关键步骤。
HEV 中辅助 DC/DC 转换器的典型额定功率约为几千瓦。由于低压电池组的常见电池电量为 12 V，因此输出电流范围非常高（200–250 A）。因此，必须最大限度地提高转换器效率，新项目的效率要高于 90%，以改善电池管理以及整个系统的性能。此外，更高的开关频率减小了无源元件（变压器和滤波器）的尺寸，从而提高了转换器的尺寸和重量。
然而，由于开关损耗随着开关频率的增加而增加，因此拓扑选择对于满足这些目标至关重要。ZVS 和零电流开关等软开关技术是实现高功率密度、高效率和低开关噪声的最佳解决方案。对于我们的实验测试，测试车辆是一个 ZVS 全桥移相转换器（见图2），具有以下特点：
表 1：PSFB-ZVS 全桥转换器特性。
在上述拓扑中，初级 FET 在零电压条件下开关，这意味着每个 MOSFET 的体漏二极管先于 MOSFET 本身导通，从而确保器件以可忽略的漏源电压降导通。因此，开通损耗为零，降低了器件的开关损耗。必须根据以下考虑为初级侧器件选择正确的硅技术：
a) 对于高压器件，品质因数 (FOM = R DSon * Q G ) 应尽可能低。事实上，低 R DSon显 着降低了在高负载电流时会变得更大的传导损耗 (
b) 高阈值电压 (V TH ) 有助于减少关断时的开关转换，最大限度地降低关断损耗，同时在开启时提高器件对开关噪声的免疫力；
c) MOSFET 输出电容 (C OSS ) 应尽可能低，以扩展 ZVS 范围并减少死区时间。事实上，在空载或轻载条件下，如果感应能量不足以摆动桥和变压器同一支路中两个 FET 的输出电容，则 ZVS 可能会丢失。低 C OSS 值会降低与 FET 和变压器相关的电容能量，从而扩大 ZVS 范围。此外，C OSS越低，死区时间越短，从而提高系统性能，尤其是在高频下；
d) 体漏二极管必须具有快速恢复过程的鲁棒性 [5]。
针对这些规范，一些公司开发了 ZVS 转换器的专用技术。例如，意法半导体的 DM2 和 DM6 (MDmesh) 已经通过汽车级认证。DM6 是 DM2 技术的进一步发展，由于较低的开关损耗和极低的反向恢复时间 (t rr ) 和充电 (Q rr ) （图 7），实现了非常好的性能。
图 7：DM2 与 DM6 开关损耗（左）和 DM6 二极管反向恢复过程（右）。
在同步整流中，最佳选择是 100V 低 R DSon、低 Q rr 功率 MOSFET。在下表中，我们显示了两个 100-V 功率 MOSFET 的主要电气参数（STripFET F7 技术与平面技术相比）。这两个器件具有相同的裸片尺寸。
表 2：SR FET 电气参数。
SR FET 的开关性能可以通过分析器件在满负载 (75 A) 下的电压尖峰和栅极电压完整性方面的波形来评估。在我们的测试中，没有检测到危险的尖峰和栅极电压杂散振铃（图 8所示是我们示例 100-V 器件的相关波形）。然后通过效率和功率损耗计算给出所选 SR FET 对系统电源管理的影响。
图 8：100-V STripFET F7 SR FET 波形 @ 75 A。
如图9所示，该器件在轻载和满载情况下都表现出更好的效率性能，这与较低的 R DSon 和 Q rr值有关 ，因此导通和二极管损耗也较低。
图 9：效率和功率损耗比较。
100V 功率 MOSFET 在整个电流范围内表现出出色的效率，因此由于其整体性能，它是次级侧同步整流的理想选择。
用于服务器和云计算的高端 SMPS
数字信息管理在我们的经济中继续变得越来越重要：数据中心、存储和网络在多个经济部门中至关重要。然而，由于最新的数据中心需要不断增长的功率以及温度管理，“节能”是电源系统设计人员的口头禅。事实上，更小、更高效的系统意味着更低的功耗和优化的尺寸。
出于这些原因，高端电源设计人员选择采用低压 MOSFET 同步整流的谐振拓扑，以最大限度地提高系统效率和功率密度。从中到高输出功率 (<1 kW)，LLC 转换器是最常见的拓扑结构，因为它具有许多优点（高效率、低 EMI 和高功率密度）。此外，在大功率 LLC 转换器中，数字控制可以替代传统的 PWM 控制方案，从而实现额外的效率提升。由于高输出电流，高功率转换器是分析和验证用作同步整流器的低 R DSon功率 MOSFET 的合适测试工具。特别是，表 3 显示了两个 100-V 器件的主要电气参数；一种保证非常低的 R DSon和Q rr，这是同步整流中非常重要的两个参数。这些器件在具有数字控制的 500W LLC DC/DC 转换器中进行比较（V OUT = 12 V，I OUT = 42 A）。
表 3：100V SR FET 电气参数。
必须以正确的方式选择 MOSFET 击穿电压，以确保在负载电流为零时针对不希望的漏源电压尖峰提供良好的安全裕度（图 10）。
图 10：500W LLC DC/DC 转换器空载时的漏源电压尖峰。
在满载时，我们的示例器件（图 11）显示出更好的开关性能，对杂散开启具有出色的抗扰度，并显示出出色的 EMI 性能。
图 11：500-W LLC DC/DC 转换器中的 100-V STripFET F7 关断波形。
最后，通过测量每个电流阶跃的输入和输出功率（达到热稳态后）来获得效率（图 12）。我们的示例 100V 器件在开关和效率方面表现出更高的性能，是高端 SMPS 中次级侧同步整流的最佳选择。
图 12：效率比较。
结论
高效率和功率密度是高性能电源转换器的主要要求，例如用于 HEV/EV 的辅助 DC/DC 转换器以及用于服务器和云应用的高端 SMPS。必须优化系统设计和器件选择以实现最佳效率目标。100-V STripFET F7 技术展现了出色的整体性能，代表了同步整流中低压 MOSFET 的最佳解决方案。
审核编辑：汤梓红
工商网监
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