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我国靶场测量、工业控制、电力系统测量与保护、计算、通信、气象等测试设备均采用国际标准IRIG-B格式的时间码(简称B码)作为时间同步标准。B码是一种串行的时间格式．分为直流码(DC码)和交流码(AC码)两种，其格式和码元定时在文献中有详细描述。本文介绍一种基于FPGA并执行IRIG-B标准的AC／DC编码技术，与基于MCU或者DSP和数字逻辑电路实现的编码方法相比，该技术可以大大降低系统的设计难度，降低成本，提高B码的精确性和系统灵活性。
在此，组合GPS引擎和FPGA，得到B码的编码输出，直接采用GPS引擎的100 pps信号触发输出B码的每个码元，利用从100 pps中恢复的1 pps信号提供B码的时间参考点。DC编码和AC数字调制均由纯硬件逻辑通过查找表实现，它能使每个码元的上升沿都非常精准，都可以作为百分秒的时间参考点。而计时链的预进位功能则保证了绝对时间的精确，不仅可以满足实时系统对时间同步，还可以实现多节点的数据采集严格同步，为分析和度量异步发生的事件提供有力的支持。
1 IRIG-B编码格式
IRIG标准规定的B格式码如图1所示，每秒钟发1次，每次100个码元，包含1个同步参考点(P，脉冲的上升沿)和10个索引标记。码元宽度为10 ms，用高电平宽度为8 ms的脉冲表示索引标记，用宽度为5 ms的脉冲表示逻辑1，用宽度为2 ms的脉冲表示逻辑0。
如图1所示，交流码的载波是1 kHz正弦信号，幅度变化峰-峰值范围为0．5～1 0 V。调制比为U1／U0=1／6～1／2，即逻辑1是5个幅度为U1的1 kHz正弦信号。逻辑0是2个幅度为己U1的1 kHz正弦信号，索引标记是8个幅度为U1的1 kHz正弦信号，其他时间是幅度为U0的1 kHz正弦信号。
2 系统方案
2．1 系统原理框图
设计授时系统需要一个精准时基。在此利用精密授时型GPS引擎M12T作为系统时基，利用AlteraFPGA检测M12T输出的百分秒(100 pps)同步信号和经串口输出的绝对时间信号，编码后输出到DC／AC接口模块，再输出到物理链路，系统结构图如图2所示。
上述系统首先实现了B码直流编码，而后在直流码的基础上实现交流调制，以得到交流码，同时提供恢复每秒脉冲数输出和隔离RS 232串行口输出且符合Motorola格式的时间码，以及数码管的时间显示。时间显示部分用FPGA实现比较简单，下文不再详述。
2．2 GPS授时模块M12T
M12接收器是Motorola公司优秀ONCORE家族中的新成员，广泛用于各类定位、导航、授时设备中，拥有全GPS行业内最快的初次定位时间和重捕获卫星的时间。M12T是针对GPS授时推出的定时精度更高的增强型产品。M12T具有12个并行通道，可同时跟踪12颗卫星，重捕获时间小于1．O s。当拥有当前天历、位置、时间和星历数据时。首次定位时间TTFF<15 s。在位置保持状态时，定时精度(1 pps或100 pps)小于12 ns。
2．3 FPGA和DAC
FPGA采用Altera CycloneⅡEPC2C5T144，该芯片有4 608个LE，26个M4K．两个模拟锁相环。DAC采用单通道、单电源、自带基准的MAX5712。MAX5712是微型引脚，12 b解析度，片上精密输出放大器提供满摆幅输出。MAX5712用兼容SPITM／QSPITM／MICROWIRETM和DSt标准接口的3线串行接口。所有输入都兼容于CMOS逻辑，并经过施密特触发器缓冲，允许直接接光电耦合器。MAX5712含有上电复位(POR)电路，确保上电时DAC处于零电压输出状态。
3 时钟模块实现
3．1 基准时刻和索引脉冲的提取
要保证B码每个码元的上升沿时刻准确，需要100 pps的精确时基和pps的参考点。一般的做法是用pps作为基准，每个码元的起点由前两个秒脉冲的间隔等分得到。这种方法使用上一时刻来预测下一秒，每秒脉冲有抖动时会导致最后一个码元宽度不足或超过10 ms，这将无法利用B码来实现时间同步和数据等间隔同步的采集。本文直接使用M12T产生的100 pps信号作为每个码元的起始时刻，然后再从100 pps信号中恢复出1 pps。由于B码参考标记Pr=1 pps的上升沿，所以这种方法既保证Pr的准确性，又保证各个码元和索引标记时刻的准确性。在有等间隔同步数据采样要求的场合，可使用每个B码码元的上升沿校准本地时基，确保采样同步和时间同步。
M12T输出的100 pps信号(以下称PPMl2)如图3所示，每个脉冲的上升沿时刻准确，周期10 ms，在pps的参考点，脉冲宽度为6～8 ms，其他时刻2～4 ms，脉冲宽度不是关注的重点。
B码的每个码元恰好与上述100 pps信号对应。首先在FPGA中构建一个模100的码元计数器MMH和一个高电平脉冲宽度检测器，通过下面的方法和步骤可以恢复pps。
(1)在PPMl2信号的上升沿复位宽度检测器，高电平计时，在下降沿停止并输出Tb；
(2)在PPM12下降沿检查Tb，当6 ms
if MMH=99 then MMH=O
else MMH=MMH+1
(3)在PPMl2信号的上升沿检查MMH，如果MMH=0，则当前脉冲的上升沿是参考点Pr，触发输出8 ms高电平脉冲作为pps信号，重复步骤(1)～(3)，在PPM12信号上升沿检查MMH；如果MMH的个位为9或者MMH=0，则当前脉冲标记为索引脉冲，即输出8 ms高电平。
3．2 绝对时间获取
通过在FPGA上构建一个UART与M12T互连。为了简化FPGA对M12T的配置和输出时间的获取，将UART分成两部分设计，即发送模块txmit和接收模块rcvr。发送模块用一个M4K设计一个512×8 FIFO，在系统复位后的若干个时钟，利用一个状态机将M12T的配置数据写入FIFO；然后通过txmit模块配置M12T，配置结束后，UART模块将M12T的时间码转发到外部RS 232接口，同时可以转发外部接口的配置数据到M12T。接收模块采用寄存器模式，只接收M12T发来的绝对时间信息，这样后面的编码模块可以直接使用这些时间信息。做法如下：设计一个接收计数器rx_ count，每接收一个字节计数器自加，并根据rx_count决定是否保存时间码。由于M12T每秒中发送一帧，故在检测到pps时复位该计数器。
M12T在每个1 pps的上升沿过后送出当前时间，而FPGA通过UART接收到时间时，B码当前帧已经启动，据此形成的B码要等下一个pps参考点之后才可以发送，所以对接收的时间要进行预进位处理。
本文在FPGA预处理部分设计了一个RTC计时链，在每个1 pps的上升沿．计时链向上进位，编码模块从RTC计时链取绝对时间。从UART接收到新的时间后，如果该时间与计时链的值有差异，则将通过计时链的同步置数接口修正计时链的值。同时计时链负责把M12T的二进制时间转换成压缩的BCD码，还要根据当前接收到的年月日，计算当天是全年中的第几天，即IRIG-B码中的Day字段，而且在预加1 S和转换时间格式时，要注意闰年和月大和月小对Day字段的影响。
4 IRIG-B编码模块实现
4．1 IRIG-B DC编码模块
分析B码可以发现，秒的最低位出现在MMH=1处，分的最低位出现在MMH=10处，小时的最低位出现在MMH=20处，依次类推。按照图1，容易得出时间寄存器输出时刻和码元计数器MMH之间的关系。由于码元周期固定为10 ms，可以这样实现编码，定义一个模10的计数器MML和逻辑向量CMP(9 down to0)来表征一个码元在10 ms的状态。MML每ms加1，同时根据MML的值，选择CMP的一位更新输出状态，步骤如下：
(1)构建模10计数器MML，以及一个1 ms定时器；
(2)在PPM12信号的上升沿复位MML和1 ms定时器；
(3)1 ms定时器溢出时，MML加1；
(4)根据MML和CMP输出编码信号IRIG_B_OUT，即IRIG_B_OUT=CMP(MML)；
(5)在PPM12的上升沿根据第3．1节所得码元计数器MMH重新加载CMP
算法VHDL描述如下：
在上述VHDL编码的实现中，MSCLK为1 ms计数脉冲．同步于PPM12信号的上升沿。CMP的输出值由函数IRIG_B根据输入参数决定，若为0，则输出“0000000011”，对应2 ms；若为1则输出“0000011111”，对应5ms。在索引脉冲和参考点Pr处，CMP取值“0011111111”，对应8 ms。而最终的编码输出IRIG_B_0UT在每个1 ms脉冲的上升沿，根据CMP(MML)的值决定为高或为低。
4．2 IRIG-B AC编码模块
4．2．1 数字调制原理
按照奈奎斯特抽样定理，只要抽样频率高于2倍信号的最高频率，则整个连续信号就能完全用它的抽样值来代表。使用抽样值构成的序列经DAC和低通滤波后即可恢复原来的连续信号。
若对频率为f的正弦波抽样N次(N>2f)，并在T=1／f内通过DAC等间隔输出N次抽样值，则低通滤波后可恢复原始正弦信号。各个采样点值为：
4．2．2 正弦查找表
这里给出利用查找表实现交流数字调制的方法。在获得IRIG-B的直流编码后，将该信号导入到数字调制模块，即可获得交流编码。对正弦信号进行100次等间隔抽样，对式(2)使用实际的增益和直流偏移，可得式(3)。据此获得查找表。
式中：N=100为采样率；k=O，1，2，…，N-1；Ck对应第k次抽样获得的值；A0为保证输出信号为单极性而设置的初始直流偏移；Ac为考虑调制比和DAC满幅度码值的系数。
由于交流信号频率为1 kHz，周期为T=1 ms，若在1 ms内将上述抽样值等间隔输出到DAC，即可获得1 kHz的调制信号。
本文使用MAX5712和单电源rail-rail运放AD8601构成滤波器。在MAX5712满幅输出时，C=4 095(12 bit DAC)，选择调制比为1∶5。综合考虑，在最大输出时，不能使DAC输出到达运放的上轨，最低输出时，DAC输出应高于运放的下轨，所以选取A0=C／2+200=2 248。对应逻辑0，Ac=461；对应逻辑1，Ac=1 844。根据上述原则计算出的正弦查找表如表1所示。
实际使用时，应根据使用DAC的解析度、运放的动态范围以及采样率及调制比确定上式中的参数。
4．2．3 DAC接口
实际使用时应根据DAC的不同，在FPGA中构建不同的数字接口。MAX5712需要在FPGA实现一个SPI接口，结构如图4所示。接口控制部分提供一个16 b写端口，可以接收数据。在写使能wren为高时，接口上的数据写入内部并行保持寄存器。在LDAC脉冲的上升沿，并行寄存器THR的内容写入移位寄存器，同时启动时钟逻辑。在输出时钟作用下，数据从Dout输出到DAC，在SPI_CS的后沿，DAC启动转换输出与当前编码相匹配的模拟量。
4．2．4 交流调制方法
把按照第4．2．1节方法生成的正弦查找表生成Altera mif文件，再例化一个M4K ROM，使用上述文件作为ROM的初始化文件。建立一个周期为10μs的定时器和一个地址计数器。地址计数器和定时器在B码直流信号的变化沿复位，定时器溢出后启动地址计数器。或者把逻辑0对应的查找表放在ROM的上半部，如果把逻辑1对应的查找表放在ROM的下半部，且输入的直流B码信号作为地址的高位，则此时刻对应的ROM输出即为DAC的调制输出，ROM查找表VHDL的代码实现如下：
其中：B为来自编码器中IRIG-B的直流编码；AQC为地址计数器；ddata为输出到DAC的数字调制输出。由于查找表是按照对正弦信号做100次等间隔采样形成的，交流载波为1 kHz。所以AQC每隔10μs自加1，顺序输出100个编码值，在B码的每个变化边沿复位。
按上述方法设计的数字调制模块，用示波器测得输出波形如图5所示。
图5中，通道1(从上至下第一个信号)为M12T输出的100pps信号PPM12；通道2(从上至下第三个信号)为IRIG-B的直流编码输出信号；通道3(从上至下第二个脉冲)为从PPM12信号中恢复的每秒脉冲数信号；通道4(最下面的波形)为IRIG-B编码的交流输出波形。图5中示波器的触发点即为B码参考点Pr。
4．3 IRIG-B编码输出
4．3．1 直流码输出
为了保证输出信号的边沿和抗干扰，将第4．1节得到的TTL电平B码信号和秒脉冲经高速光耦隔离，输出电路如图6所示。
图6中，输入信号IRIG-B为第4．1节所述FPGA编码模块输出的直流编码信号；pps为FPGA从M12T的100 pps信号中恢复的秒脉冲信号；D350和D351实现了TTL／RS485的电平转换。
4．3．2 模拟调制电压输出
IRIG-B编码的交流码输出电路如图6所示。将第4．2．3节所述数字调制信号通过DAC接口输出到MAX5712上进行D／A转换，经过AD8601滤除高次谐波后，再用电容耦合到由晶体管Q301构成的电压放大器中，然后经600∶600的隔离变压器输出。
5 结语
利用FPGA和M12T授时型GPS内核构成的IRIG-B编码模块采用M12T的100 pps信号触发IRIG-B编码器，使得编码输出的每个码元上升沿均与GPS模块严格一致，每个码元间隔严格相等，而且每个码元的上升沿均可作为同步参考点。利用FPGA的并发处理能力，使得系统实时性好。本文介绍的基于查找表的B码编码方法和通过查找表的数字调制方法具有占用资源小，设计简单，调制输出高次谐波小，信号边沿稳定等特点。
经过软件仿真和系统测试。本文实现的B码编码器中DC码参考点Pr和M12T GPS模块的pps参考点的时间误差小于20 ns。与绝对时间参考点之间的误差小于40 ns，AC码与DC码之间的延迟为100 ns。利用上述方法实现的模块已经成功地应用在我公司的通信管理机和同步时间服务器中，现场运行结果稳定、准确、可靠。
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