利用可扩展电流负载提供恒定电阻模式

对电源和电池进行测试，需要使用能够吸收大电流并能消耗大量功率的电流负载。本文所介绍的这种电流负载设计简单而又准确，它只需要使用一个运算放大器和一个功率MOSFET就可以构建，如图1所示。

图1：这种电流负载非常简单，并联多个MOSFET可以实现更大的电流和功耗。

流过Q1的电流可以通过下式求得：

这个电流可以通过改变参考电压（VREF）轻松实现控制。运算放大器应具有低输入失调电压，并能采用单电源供电。

如果要使电路能够吸收大电流或消耗数十瓦的功率，则可以使用一个运算放大器来对多个并联工作的MOSFET进行控制。但是，简单地并联MOSFET会产生两个不良影响。一方面，不同的晶体管，即使它们的型号相同，其导通阈值通常也有所不同，并且它们的阈值具有负温度系数。也就是说，首先，每个晶体管的漏极电流之间可能存在很大的差异，一旦晶体管发热，其阈值就会降低，这又会进一步使电流增大而使之变得更热。

为了使晶体管电流均衡，可以对每个晶体管的源极增加一个串联的小电阻器。为了使其有效，必须使源极电阻两端的电压降与阈值相当，这就会占用1V的很大一部分。这样，均衡电阻就会消耗很大功率，其两端的压降也就会占用电路可工作的最小电压。

一种建立大电流、高功率负载的更好的方法是对每个MOSFET进行分别控制，这样就能避免由于阈值散布而引起的电流不平衡。图2所示的电路包含两个这样的电路块，但也可以按需添加更多。在跳线J1闭合、J2断开的情况下，电路以恒流模式工作，总负载电流由下式给出：

如果检测电阻的数值相等（R2=R5=RS），则总负载电流可以简化为：

图2：这种电流负载原理图使用了两个独立控制的MOSFET。

要测量总负载电流，就需要对每个晶体管的电流进行求和，在本例中可以通过对所有检测电阻器的压降进行求和来实现。通常，这是由一个反相加法器后接一个反相器完成的，也即使用两个运算放大器来搭建。缺点是由于加法器输出端会发生电压反转，因此这两个运放需要使用双极性电源供电。

本设计实例使用了一种更简单的方法来对电压降进行求和，那就是使用电阻R7和R8以及仅一个运算放大器。这种加法的原理如图3所示。N个电阻器中的每一个均由一个具有非常低阻抗的电压源驱动，也即本例中在检测电阻器两端施加压降时所得到的结果。

图3：这张图说明了在VOUT处所实现的电压求和。

如果VOUT端子没有电流流出，则根据基尔霍夫定律可得：

因此：

在有两个检测电阻器的情况下，如图2所示，U2A的同相输入端的电压是R2和R5两端压降之和的一半。在经过2倍增益的U2A后，输出电压IMON就是两个检测电阻器电压的总和，用它就可以监视总负载电流的大小。通过并联添加更多的基本模块，就可以对电路进行扩展，然后针对模块数量使用式3和式5，就可以计算出总负载电流，以及U2A放大之前的检测电流输出。为方便起见，对于三个电源块的情况，可以使用一个四运算放大器。

最后，可以将这个电流负载设置成恒定电阻，这在测试某些电源时就非常有用。其实现方法是提供一部分负载电压VL作为参考电压。将跳线J2闭合（J1断开），U1A和U1B的同相输入端的电压就由VL和由R9和R10形成的分压器所决定，因此负载电流变为：

据此可知有效负载电阻RL为：

通过调节分压比或用电位计代替R10，就可以将负载电阻从由式7计算得到的标称值（对于图2中的值为2.55Ω）变为R10=0时的接近无穷大。

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