双极性双调制波高频链逆变器设计实现

1 引言
　　DC／AC逆变电源应用广泛，传统的低频逆变技术采用工频变压器，其缺点明显。所谓高频链逆变技术就是采用高频变压器替代低频变压器传输能量，并实现变流装置初、次级电源之间的电气隔离，减小了变压器的体积和重量，克服了低频逆变技术的缺点，显著提高了逆变器的特性。
　　双向电压型高频链逆变器存在一个固有的缺陷，即采用传统PWM技术的周波变换器换流时漏感能量会引起电压过冲。在不增加拓扑复杂性的情况下，采用合理的调制方法可解决这一问题。双极性双调制波方法是一种有效的方案，在不加箝位或吸收电路时，该方法可以实现高频逆变桥开关管的ZVS开通和周波变换器开关管的ZCS关断；滤波电感电流极性选择信号的引入，避免了换流重叠期间周波变换器中的环流现象。此外，该控制方法易于用数字控制实现。这里在全桥全波式高频链逆变器拓扑的基础上，实现了基于DSP TMS320F2812的双极性双调制波控制策略。
　　2 主电路与工作原理
　　全桥全波式高频链逆变器的基本结构如图1所示，主要由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器和输出滤波器组成。其中VS1～VS4为高频逆变桥的开关管，VS5～VS8为周波变换器的开关管，T为高频变压器，Lf，Cf组成滤波器，Ui为输入直流电压，uo为输出电压。该拓扑具有变换效率高、可靠性高、双向功率流和两级功率变换等特点。
　　
　　双极性双调制波控制的原理图如图2所示。它将三角波作为载波，调节器的输出与其相反值作为调制波，对电路中的开关管进行控制。高频逆变桥可看作单相方波逆变器，若不考虑死区时间，则逆变桥开关管驱动信号的占空比恒为0．5。周波变换器采用移相控制，驱动信号由调制波及其相反值分别与三角载波交截得到，移相角随正弦规律略有变化。为保证周波变换器开关管换流时滤波电感电流连续，VS5和VS7，VS6和VS8的驱动信号间应有共态导通时间。另外，周波变换器开关管流过的电流为滤波电感电流，为防止周波变换器开关管在换流时电路产生环流，应检测滤波电感电流的极性来控制周波变换器中各开关管的通断。
　　
　　由图2可知，采用双极性双调制波策略时，高频逆变桥可以视为方波逆变器。在周波变换器中，忽略滤波电感电流极性选择，当Uo》0时，VS5，VS7为超前臂，VS8，VS6为滞后臂；当uo《0时，VS5，VS7为滞后臂，VS8，VS6为超前臂。当不考虑高频逆变桥死区以及周波变换器换流重叠区时，所有开关管驱动信号的占空比为0．5。
　　在该控制方法中，高频变压器传递的是占空比恒为0．5的交流方波，高频交流方波再经过周波变换器进行低频解调，输出双极性SPWM波，经低通滤波后，输出正弦波。该控制方法解决了电压型高频链逆变器换流时固有的电压过冲问题，控制信号易于用数字控制实现。