1.25Gb/s直流耦合光突发模式接收机的设计

1.25 Gb/s直流耦合光突发模式接收机的设计

光突发模式接收机按照结构可以分为反馈式和前馈式两种[1,2]。反馈式由于含有一个反馈环路，稳定性要好于前馈式结构。但是需要一个差分前置放大器，而且对差分对管的对称性要求较高。所以在1.25 Gb/s光突发接收机的设计中采用了前馈式结构如图1所示。从图中得知该电路主要由：光电二极管、宽带直流耦合前置放大器、自适应快速检波单元、限幅放大器和或非门5个部分。光电二极管与前置放大器连接，光电流经前置放大器转化为电压信号后分成两路[3,4]，一路经快速自适应检波后，经电阻分压取其一半作为判决电平，和另一路电压信号一起输入到限幅放大器的第一级差分放大器。检波电路包含一个前置差分放大器和有源检波电路，限幅放大器由两个差放组成。经限幅放大器两级差放放大后，脉冲信号整形成规则的数字信号。在限幅放大器的输出端连接一个或非门，其目的是消除在接收光突发信号的间隙段，限幅放大器输出的尖峰信号的干扰。

图1 1.25 Gb/s光突发接收机原理框图     图2 直流耦合前置放大器电路

1.1 直流耦合前置放大器的设计
为了对高速的数字信号作出快速反应，前放的模拟带宽要足够宽。同时为了扩大动态范围，提高稳定性，前放采用了负反馈结构[2,5]。但并非带宽越宽越好。如果只强调带宽，除了增加设计难度和成本外，发现在增加前放带宽的情况下，有时其眼图反而会变差。在设计仿真过程中采用特征频率fT=25 GHz和fT=14 GHz的塑封双极晶体管，按照可获得的最大带宽为特征频率14 GHz的1/5典型值计算，模拟带宽为2.8 GHz左右，仿真结果为2 GHz，跨阻抗增益为67 dBΩ，如图2所示。

1.2 峰值检波单元电路设计
峰值检波电路的差分放大器将来自前放的信号放大后驱动晶体管对峰值保持电容充电，检波得到的电压反馈到差放的另一输入端，直到检波电压等于信号的幅度，差放停止充电。与同类接收机相比，在快速峰值检波电路的前置差分放大器输出端接一个RC并联网络，有效地提高了充电速度，而且将检波输出端连接到其前置差分放大器的反相端，构成一个负反馈环路，提高了电路的稳定性。
1.3 限幅放大器和或非门的设计
限幅放大器由两级差分放大器构成。接收机对信号幅度的恢复是在第一级差放完成的，信号幅度恢复后输入第二级差放，进一步放大到等幅输出。由于限幅放大器的输入端信号在间隙段已经归零，而由快速峰值检波电路得到的判决电平输入则是在缓慢归零(放电过程)，此时在限幅放大器的输出端将产生一个尖峰脉冲，这样很容易产生误码，为此将限幅放大器输出信号与脉冲信号(在数据段为低电平，在间隙段为高电平)进行或非门逻辑运算，从而消除了光突发信号间隙段由放电带来的误码。
2 仿真及结果分析
对接收机电路进行了仿真，并给出了输入光信号、判决电平、输出信号波形。输入光信号见图3。小信号光脉冲脉宽0.8 ns，比特序列为(111100010011010100001010011)。紧随其后的是大信号光脉冲，比特序列为(10011010100001010011)。光电二极管响应度0.85 A/W，由图3可看出最小可接收光功率−24 dBm(平均光功率)，最大可接收光功率−4 dBm(平均光功率)，动态范围为20 dB，按照响应度0.85 A/W计算，相应的光电流分别为6 μA和600 μA。

（a）小信号输出波形    （b）大信号输出波形 图5 检波电路输出波形

图6 接收机最终输出波形

图5是检波输出波形。从图中看出在大信号时，判决电平的建立需要很长时间(图中为11 ns)，在小信号6 μA时，判决电平的建立时间5 ns。大信号判决电平的建立时间过长，不利于判决。可以减小峰值保持电容，加快充电速度。另外，可以考虑在限幅放大器输入端加一个延迟单元，来抵消判决电平因建立时间过长而造成的影响。为减少第二个分组信号前几个比特的丢失率，分组信号间的保护时间为20 ns。
图4中细实线是限幅放大器反相输出电压波形，粗实线为相或信号。相或信号在接收信号为低电平时，在分组信号的间隙为高电平。经过或非门，消除了分组信号间隙的尖峰。在图6中可以看到。这样光电流从6 μA～600 μA的信号，经限幅放大器放大后，输出幅度0.8 V的等幅电压信号，脉冲宽度并没有展宽。

1.25 Gb/s光突发模式接收机的设计