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调节MAX2009/MAX2010 RF预失真器以优化系统性能
类似于WCDMA的线性调制方案能够支持较高的数据速率，每个载波允许多个无线连接，但会造成载波信号较高的峰均比。所以，当前的放大器不得不增大散热面积以满足邻信道泄漏的限制。由于PA (功率放大器)的效率下降，PA同样需要较大的散热面积，需要采用线性化技术以最小的IM (互调)获得最高效率。本应用笔记详细介绍了调节MAX2009/MAX2010模拟预失真器以优化IC性能的不同技术。
引言
类似于WCDMA的线性调制方案能够支持较高的数据速率，每个载波允许多个无线连接，但会造成载波信号较高的峰均比。与恒包络调制不同(恒包络调制中允许PA (功率放大器)采用小尺寸)，目前应用中的放大器必须采用较大的散热面积，以满足邻信道泄漏的要求。PA效率的下降同样需要PA占用较大的散热面积，需要采用线性化技术以最小的IM (互调)实现最高效率。
众所周知的线性化技术，例如：前馈(FFW)和数字预失真(DPD)，费用昂贵且需要相当大的空间。这就需要寻求一种元件数量少、易于操作的方法。
与FFW或DPD相比，MAX2009/MAX2010模拟RF预失真器需要非常少的外部元件，易于调节，并且具有相当大的线性范围。
MAX2009/MAX2010依靠RF频率下的AM-AM和AM-PM曲线校准提高IM3和ACPR性能。芯片内部测量信号功率，并将相位和增益预失真为电流信号幅度的函数。尽管AM-AM和AM-PM校准采用无记忆电路，AB类放大器仍然能够从Maxim®器件产生的负失真信号中获益，显著地改善系统性能。
与所有线性化技术一样，采用好的信号削波算法能够在PA之前降低信号的峰均比(没有超过EMV限制)，有助于模拟预失真。MAX2009/MAX2010配合适当的信号削波方案能够获得最佳性能。
预失真器原理
对于指定的正弦RF输入，RF频率下放大器的压缩失真通常类似于图1。预失真器对输入信号进行失真处理，以抵消放大器造成的失真。结果得到净线性传输函数。
图1. 幅值失真传输函数
相位失真操作几乎相同。大多数放大器都倾向于随着幅度的增大而增大输入信号延时。这意味着输出信号的相位随幅度的增大而减小。预失真器的相位调整则相反，将延时作为幅度的函数，随幅度增大而减小。最终形成一个固定延时的传输函数。
图2. 相位失真传输函数
上图所示为VIN/VOUT瞬态特性。对于RF放大器来说，即使可能实现，也非常困难。对于一个无记忆系统，通过简单绘制AM-AM和AM-PM曲线图，可完全描述放大器的非线性特性。图3所示为AM-AM和AM-PM曲线示例。输入信号为单频率，x轴表示输入功率，AM-AM和AM-PM曲线分别表示增益的幅值和相位。注意，相位压缩在幅度压缩之前进行，这一点对于选择正确的模拟预失真方法非常重要。
图3. AM-AM和AM-PM曲线
任何实际使用的放大器都具有一定程度的非线性，这种非线性可通过泰勒级数展开，表示成非线性传输函数：
VOUT = K0 + K1VIN + K2VIN² + K3VIN³ + ... + KNVINN
偶次谐波远离基波，其系数数值很小可忽略不计，谐波分量的幅值随着谐波次数的增大而减小。所以，大多数情况下利用3次和5次谐波即可准确地描述实际的非线性放大器。根据所要求的线性度的不同，高阶项在有些情况下可能非常重要。K3、K5、…等系数越大，放大器的非线性越严重，AM-AM和AM-PM曲线偏离理想直线越远。对于任何类型的放大器，预失真的目的都是尽可能改善系统的AM-AM和AM-PM曲线，从而将不希望的交调产物降至最小。
放大器预失真的准备工作
MAX2009/MAX2010的典型功能是扩展相位和增益，以补偿放大器的相位和增益压缩。这个过程相当于线性映射，功率管压缩曲线的每个点都对应于一个相位和增益修正值。实际应用中，放大器在一定程度上受记忆效应的影响。与其它半导体器件一样，功率管特性随温度变化，由于功率放大器的效率受限，大多数功率被转化为热量。这种能量转换对应于几个不同的时间常数。整个放大器变热需要几分钟，晶体管封装变热需要几秒钟，而一个LDMOS通道发热的时间则是微秒级的¹。所以，若一个信号包络的功率变化非常快，例如WCDMA，有效通道的温度将不再保持恒定，而是随调制信号变化。这就造成了记忆效应。若只是简单重启，由于放大器驱动从峰值向下变化时通道温度较高，会造成在沿压缩曲线向上和向下驱动时的表现不同。对于CDMA信号，这会影响到后面的多个数据芯片，意味着较大的EVM和互调产物。
管理记忆效应
可以用不同方式表示记忆效应(图4)。最直接的方法是使用自定义的CDMA编码，使平均功率较低，并且两个连续峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解调输出信号显示出不同幅度的峰值，则说明存在记忆效应。
图4. 记忆效应
一种常被用来识别放大器记忆效应的方法是测量输出频谱。不相等的IM边带说明放大器存在记忆效应(图5)。
图5. 放大器输出频谱说明存在记忆效应
无记忆模拟预失真器只能改善失真的非记忆部分，因此必须优化放大器以达到最小的记忆效应。
造成记忆效应的原因有多个，并非所有原因都能够由电路设计人员左右。虽然很难降低LDMOS通道的发热，但对包括所有驱动器的有源器件进行适当散热非常关键。
合理的电路设计能够减轻记忆效应的影响。为了避免载波调制引起电源电压变化，有必要在调制带宽范围内对电源进行滤波。
优化最大增益时，通常要将输入偏置匹配优化于高阻抗，但这对非线性栅极电容影响较大。轻微的匹配失谐虽然降低了零点几分贝的放大器增益，但可显著改善记忆效应。经验²表明：如果对放大器进行优化，使其在超出信号带宽的较宽频率范围内保持平坦的传输特性，可有效降低记忆效应。当采用商用化PA测试板对MAX2009进行测试时，很难对测试板上的偏置电路进行改动。这时可让测试板工作于一个非优化频率，或尝试优化在放大器工作带宽的其它频率。如果对于不同频率，IM边带形状不同，则表明由于不合理的电路设计造成了记忆效应；如果IM的改善程度随不同频率而变化，则表明匹配电路设计不理想，还有很大的改进余地。
最后，驱动末级放大器的驱动器输出阻抗也会带来一定影响。如果采用了商业化驱动放大器的EV (评估)板，评估板一般针对50Ω负载进行优化，实现较高增益和效率。但其输出阻抗在所要求的频率下一般并非“真正”的50Ω。因此，最好利用网络分析仪测量实际的驱动器输出阻抗，采用并联电容或电感重新匹配，将输出阻抗的电抗分量优化至最小。某些情况下，此举能够提高预失真器的IM改善程度。虽然基于设计经验，但该方法很有效。然而，多数情况下很难确定功放最后一级的输入阻抗，因为实际测量中网络分析仪要求的输入功率过高。
AB类放大器的预失真
目前，大多数使用非恒包络调制的应用(例如：WCDMA)都采用AB类放大器。因为这类放大器的效率比A类放大器高，并可满足线性要求。
图6、图7和图8所示为带有LDMOS驱动放大器的AB类LDMOS PA的输出频谱，利用MAX2009模拟预失真降低ACPR以及IM3。
图6. POUT = 19W (Motorola® MW41C2230和MRF21085)时的输出频谱
测量条件(测量配置如图9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的双载波WCDMA信号
PB_IN* = 1.46V
PF_S1/2* = 4.1V
PD_CS1* = 5V
PD_CS2* = 0V
*不同控制电压的说明请参考MAX2009/MAX2010数据资料。
图7. POUT = 38W (Motorola MW41C2230和MRF5P21180)时的输出频谱
测量条件(测量配置如图9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的双载波WCDMA信号
PB_IN = 1.52V
PF_S1/2 = 4.9V
PD_CS1 = 0V
PD_CS2 = 0V
图8. POUT = 19W (Motorola 21085)时的单载波输出频谱
测量条件(测量配置如图9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的单载波WCDMA信号
PB_IN = 1.6V
PF_S1/2 = 5.0V
PD_CS1 = 5V
PD_CS2 = 0V
图9所示为实验中使用的典型测量配置。
图9. 典型测量配置，请注意ACPR不包括MAX2009的失真，该失真可通过将PB_IN设置为5V使其最小。
如何正确调节MAX2009/MAX2010
本文介绍的调节MAX2009/MAX2010的方法并不是唯一可行的方式，但实践证明该方法速度非常快，且能够达到最佳结果。
第1步：将预失真器插入通道。相位部分，8dBm至12dBm平均输入功率，峰均比达到10dB。仅连接相位部分，设置PB_IN = 5V，关闭相位扩展。调节预失真器之后的增益/衰减，使PA具有正确的输出功率。
第2步：测量注入主PA的ACPR。它应该比预失真器预计达到的目标ACPR至少高3dB。
第3步：在标称斜率(PD_CS1 = 0V；PD_CS2 = 5V；PF_S1 = 5V)下，缓慢地向下调节PB_IN。将频谱分析仪设置为快速扫描和低平均速率(均值 = 4)。降低PB_IN会加大预失真器产生的失真。调节PB_IN以获得最优性能。如果没有看到性能改善，则将PB_IN维持在性能开始劣化的位置。
如果没有找到性能开始劣化或改善的PB_IN，则说明预失真器的平均输入功率太低，预失真器不能产生足够高的失真。如果PB_IN = 5V时ACPR下降，则说明预失真器的平均输入功率太高。
第4步：微调PF_S1和PB_IN以获得最佳性能。PF_S1偏置变容二极管并可能超过5V。调节控制，使上边带和下边带获得均等的IM3/ACPR性能。
如果在PF_S1 > 5V时获得最佳性能，将PD_CS2改为0V，使最优PF_S1电压在5V范围内。
如果在PF_S1 < 0.5V时获得最佳性能，将PD_CS1改为5V，使最优PF_S1电压大于0.5V。因为RF信号会使变容二极管导通，所以较低的PF_S1电压不可取，会大幅降低性能。
第5步：调节PA的直流偏置电压进一步改善性能和效率。偏置电压的改变会改变下边带/上边带功率之差和相位之差。这是获得最佳性能的重要一步。
第6步：重复第4步和第5步，直到无法进一步改善性能为止。
相位部分具有一些与输入功率相关的寄生增益扩展。这种寄生效应可能有益，并且能够提供更多改善。一旦找到了初始配置的最佳调节，则用不同的平均输入功率进行实验，查看是否可获得进一步的改善。但是，必须谨慎操作，确保平均输入功率的改变不会降低所有前置驱动产生的ACPR/IM3。
放大器的自热会影响性能，须确保温度稳定后调节放大器。
如果没有获得改善或只是确认预失真的结果，则应测量放大器的压缩效应。由于连续两个测量点之间增益扫描时间过长，不能使用网络分析仪进行测量。对于如此缓慢的测量，放大器有足够的时间适应新的功率电平。实际上，由于调制包络的原因，功率电平变化很快。若要描述实际工作条件下的放大器，必须通过使用激励信号测量失真，该激励信号呈现出与相应的调制方案相同的峰均比和带宽。Rohde & Schwarz³提供的AMPTUNE软件工具包能够对实际工作条件下PA的压缩特性进行测量。
图10所示为180W LDMOS晶体管在采用MAX2009预失真器进行预失真前后的AM-PM特性(38W输出功率)。本例为WCDMA系统，利用一个峰均比为10dB的5MHz带宽噪声信号作为激励。
图10. 用AMPTUNE软件³进行相位压缩测量
注意，该软件程序显示了压缩曲线以及计算扩展，这是对放大器进行线性化所必需的。
MAX2009/MAX2010的其它应用示例
MAX2009/MAX2010将相位和增益作为信号幅值的一个函数进行扩展，从而补偿放大器的压缩效应。并非必须在系统的最终频率处进行优化，也可以在IF级完成。这种方法将MAX2009/MAX2010的应用范围从0.1GHz扩展至2.5GHz，适用于其它应用，例如卫星通信(图11)。
图11. 利用MAX2009/MAX2010在IF级进行预失真
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