采用噪声消除技术的3～5GHzCMOS超宽带LNA设计

超宽带（宽频）低噪声放大器广泛用于中频和视频放大器等。这种电路不仅应用在放大视频信号，带宽范围从直流至几兆赫或甚至几万兆赫的脉冲信号与射频信号，而且广泛应用于信号处理方面。近年来，在秘密通讯和目标检测方面超宽带迅速发展，更高的带宽要求声称通过超宽频信号，因此前端的预处理接收电路必须是一个低噪声的超宽频放大器。本文设计的CMOS低噪声放大器适用于工作频段为3～5GHz的超宽带系统。文章从LNA结构的选取开始，然后进行电路分析与设计超宽带LNA结构选取。

电路结构图

传统的宽带LNA的设计中，常采用分布式和平衡放大器技术。此两者为了获得较好的宽频特性和输入匹配，需要消耗较大的直流功耗。因此，不适合应用于UWB系统。

目前，在超宽带LNA设计中应用较多的是带通滤波器输入匹配结构和并联电阻负反馈结构。

前者拥有较大的带宽、平坦的增益和良好的噪声性能。但需要在输入端加入阶数较高的带通滤波器以展宽频带。后者通过引入电阻反馈回路，降低输入端品质因子，从而扩展频带。本文以后者为基础，采用噪声消除技术优化噪声系数。图1给出了所采用电路结构的示意图。

图1中，电路的主放大部分是并联负反馈Cas2code结构。C1、C2和C3为片内隔直电容，Rf为反馈电阻，Cf为反馈回路上的隔直电容。Lg和L1为窄带LNA的输入匹配网络。M1是共源结构，为主放大管，电路的噪声系数和输入匹配取决于该管。M2为共栅结构，主要作用是提供较大的反向隔离度和抑制M1的密勒效应。L2、Rd和Cd采用并联结构形成低Q值负载扩展输出带宽。M3和M4构成源极跟随器，形成输出级。M1、M2、M3、M4共同构成前馈噪声消除结构。图1中省略了偏置电路，Vbias_1、Vbias_2为偏置电压。

图1　低噪放电路结构示意图

电路分析与设计

宽带输入匹配分析

在图1中，除去输出缓冲器M3管。由于M1、M2和L1形成的电感退化结构将输入电压转化为输出电流，故可等效成跨导为Gm的跨导级。由此可得主放大电路的小信号等效电路，如图2所示。Gm级的等效可参见文献。这里将M2看作理想电流传输器，忽略其二级效应，以得到有意义的结论。

图2中，Cgs1为M1的栅源电容，Z4（s）为M4前馈回路的输入阻抗，L2、Rd和Cd组成负载阻抗。Gm1为M1的跨导。对图2中X点的对地阻抗分析可知：

M4前馈回路的输入阻抗可表示为：

因此LNA的输入阻抗表达式为：

由于式（9）过于复杂，故用Matlab数值分析代替表达式分析。在仿真工艺和可行的电路参数的条件下，得到图3的计算结果。可见在3～5GHz范围内，Zin的实部非常接近50Ω，同时其虚部在4.2GHz附近等于0，而且Zin的幅值距离50Ω亦不远。这说明电路完成了宽带输入匹配。这里仅给出晶体管尺寸和Lg、L1的取值：M1=M2=320μm/0.18μm，Lg=2.6nH，L1=0.32nH。

图2　核心电路小信号等效电路图

图3　Zin的Matlab仿真结果

增益分析

对图2进行分析和推导，可得到主放大电路的增益Amain（s）的表达式：

式中，Zinx（s）是X处的对地阻抗。为加大电路增益可采取增大等效跨导Gm，加大负载阻抗ZL等办法。但Gm，ZL等参数均与频率有关，这些参数的变化会影响增益平坦度，所以设计时需折衷考虑。

为了进一步提高主放大电路的增益，在输出缓冲器M3的栅极前串联电感L3，其增益提升原理可用图4（a）所示的放大器等效模型加以解释。CLoad可以看作是M3的输入电容。图4（b）为模型的小信号等效电路。分析小信号等效电路的增益有：

由式（12）和式（13）可知，电感L3的引入达到了提高增益的目的。当L与CLoad在ω2处谐振时有：

图4

宽带LNA中的输出负载需要采用低Q值电路。