- LED路灯高效率电源驱动器设计方案

　　2.3 同步整流驱动设计

　　在一般的反激式开关电源中，二次侧的整流二极管损耗也是电源效率的重要影响因素之一，可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来缓解这个问题。但一方面，这种改良对性能的影响并不是非常显着；另一方面，在本应用中，输出电压较高，而肖特基二极管的反向耐压一般较低，难以满足要求。

　　比较好的方法就是采用同步整流技术，用导通电阻低的Mos 管替代传统的整流二极管。同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型，按工作原理分，又可以分为电压型驱动、电流型驱动和谐振型驱动等。这些同步整流方式各具特点，但也各有不足。文献中提出了一种较为实用的电流型同步整流驱动方案，但由于将Mos 管的门极驱动电压钳位在输出电压，而门极击穿电压较低，因此只适用于较低输出电压的情况。

　　本文提出了一种新型的混合型同步整流方案，电路结构如图3 所示，其工作原理简单描述如下：

图3：同步整流方案的电路结构

　　T3 与T4 分别为变压器上的两个绕组： 其中，T3 为二次侧绕组，用于能量的传递，T4 为辅助绕组。T4上的电压跟随T3 的电压升高，用以开启同步整流Mos 管M1。CT1 与CT2 则为电流互感器CT 的两个绕组，其中，初级绕组CT1 被串在主电路中，用于检测流经Mos 管的电流。当CT1 中的电流下降到零时，CT2 将把M1 关断。因此，此方案以电压信号控制Mos 管导通，电流信号控制Mos 管关断，不仅效率高，而且工作稳定，不存在误开通的情况。下面将对这种驱动方案的工作过程做详细分析。

　　1）第一阶段，变压器一次侧Mos 管关断，电流从变压器的一次侧换流到二次侧。T3 绕组通过CT1 ， M1 为输出电容器C3 充电。T3 绕组的输出电压被钳位于C3 两端电压（在本应用中约为52V）。

　　由于T4 绕组为变压器的一个辅助绕组，因此，同名端B 点的电压比例上升至一个高电压（在此应用中约为10V）。则B 点电压通过二极管D2 为电容器C1、C4 充电。其中，电容器C4 为Mos 管M1 的门极输入电容，通常小于1nF ， 以虚线示出。电容器C1为外加电容，取C4 电容值的10 倍以上。由于C4 远小于C1 ， 并且电容值很小，根据电容器的串联分压原理，C 点电压很快被充至近10V ， M1 导通。同时，电流互感器CT 中的能量从绕组CT2 通过二极管D1 馈入输出电容器C3 ， 降低了开关驱动损耗，D 点电压也被钳制在约52V。

　　2）第二阶段，流经D1 的电流降为0 ， 此时流经CT1 的电流降为Ioff 。D1 关断，D 点电压开始降低，最终使PNP 型三极管Q1 导通，C4 上的电被放掉，C 点变为低电压，M1 关断，同步整流结束。由于此时Ioff 》 0 ， 变压器二次侧的充电过程仍未结束，改经M1 的寄生体二极管续流，A 点、B 点仍为高电压。由于C4 被Q1 短路，T4 通过D2、Q1 为C1 充电，直到C1 被充满。值得注意的是，C1 之所以选用电容而不使用电阻，一方面保证了第一阶段中对C4 的快速充电，另一方面使得第二阶段中Q1 导通后在其上的损耗得以降低，提高了驱动的效率。

　　3）第三阶段，变压器一次侧Mos 管再次导通，A 点、B 点为负电压，PNP 三极管Q2 导通，C1 被放电，保证了下一周期能够再次正常工作。C 点电压保持在低电压，不会造成M1 的误开通。值得注意的是，在每个周期中，C1 都会被反复冲放电。其损耗由公式P = 1/2 CU2 f 可得。其中，设C = 10nF ，U = 10V ， f = 100kHz。因此P = 50mW， 此即在C1上损耗的功率。当变压器一次侧Mos 管在一段时间后再次关断后，新的一个周期开始。

　　这种新型的同步整流方案具有如下特点： 1）可以广泛适用于各种输出电压。2）电路结构和原理较为简单。3）驱动损耗小，效率高。4）电路确定性好，无误动作。电路在PSpice 下的Mos 管电流波形和门极驱动电压波形的仿真结果如图4 所示。

图4：Mos 管电流波形和门极驱动电压波形的Pspice 仿真结果