晶体管IGBT基础知识阐述：
IGBT晶体管基础知识在技术讲解之前的。回答下列的重要问题，将有助于为特定的应用选择适当的IGBT。 非穿通（NPT）和穿通（PT）器件之间的差异，以及术语和图表将稍后解释。
1. 什么是工作电压？ IGBT的关断电压最高应不超过VCES的80%。
2. 这是硬或软开关？PT器件更适合于软开关，因其可以减少尾电流，但是，NPT器件将一直工作。
3.流过IGBT的电流都有什么？首先用简短的语言对用到的电流做一个大致的介绍。对于硬开关应用，频率—电流图很有用，可帮助确定器件是否适合应用。在应用时需要考虑到数据表由于测试条件不同而存在的差异，如何做到这一点稍后将有一个例子。对于软开关应用，可从IC2开始着手。
4.什么是理想的开关速度？如果答案是“更高，更好”，那么PT器件是最好的选择。同样，使用频率—电流图可以帮助选择硬开关应用的器件。
5.短路承受能力必要吗？对于应用如马达驱动器，答案是肯定的，而且开关频率也往往是相对较低。这时将需要NPT器件。开关电源往往不需要短路耐受力。
IGBT概述
一个N沟道IGBT基本上是一个N沟道功率MOSFET构建在p型衬底上，图1为通常的IGBT横截面。（PT IGBT有一个额外的N+层，并将加以解释。）因此，使用IGBT和使用功率MOSFET非常相似。从发射极到栅极之间加一个正的电压，使得电子从Body流向栅极。 如果门-发射极电压达到或超过所谓的阈值电压，足够多的电子流向栅极跨过Body形成一个导电通道，允许电流从集电极流向发射极。（准确地说，它使得电子从发射极流向集电极。）这种电子流吸引阳离子或空穴从p型衬底经漂移区到达集电极。如图2所示，为IGBT的简化等效电路图。
图1：N沟道IGBT的横截面。
图2：IGBT的简化等效电路图。
图2的左边电路图为一个N沟道功率MOSFET驱动一个大衬底PNP双极晶体管，为达林顿连接。右边电路图简单地显示了一个N沟道功率MOSFET在漏极串联二极管的情形。乍看之下，似乎IGBT两端的开态电压比一个N沟道功率MOSFET本身两端的开态电压高一个二极管的压降。这是真正的事实，即IGBT两端的开态电压始终是至少有一个二极管压降。 然而，相比功率MOSFET，在相同的裸片尺寸下，工作在相同的温度和电流的情况下，IGBT可以明显降低开态电压。原因是，MOSFET仅仅是多子（多数载流子）器件。 换言之，在N沟道 MOSFET中，只有电子在流动。 如前所述，N沟道IGBT的p型衬底会将空穴注入到漂移区。因此，IGBT的电流里既有电子又有空穴。这种空穴（少子）的注入大大减少了漂移区的等效电阻。另有说明，空穴注入大大增加了电导率，或导电性被调制。由此减少了开态电压是IGBT相比功率MOSFET的主要优势。
当然，世界上没有免费的午餐，较低的开态电压的代价是开关速度变慢，特别是在关闭时。 原因是，在关断时，电子流可以突然停止，就跟在功率MOSFET中一样，通过降低栅极和发射极之间的电压使其低于阈值电压。然而，空穴仍然留在漂移区，除了电压梯度和中和没有办法移除它们。IGBT在关闭期间的尾电流一直要持续到所有的空穴被中和或被调制。调制率是可以控制的，这是图1中N +缓冲层的作用。 这种缓冲层在关闭期间迅速吸收捕获的空穴。 并非所有的IGBT纳入一个n+缓冲层; 那些被称为穿通型（PT）的有，那些被称为非穿通型（NPT）的没有。 PT IGBTs 有时被称为不对称的，NPT是对称的。
其他的较低的开态电压的代价是，如果IGBT的运作超出规格的范围，那么会存在闩锁的可能。闭锁是IGBT的一种失效模式既IGBT再也不能被栅极关闭。任何对IGBT的误用都将诱发闭锁。 因此，IGBT的闭锁失效机理需要一些解释。
基本结构
IGBT的基本结构和晶闸管类似，即一系列PNPN结。 这可以通过分析更详细的IGBT等效电路模型来解释，如图3所示。
图3：IGBT的寄生晶闸管模型。
所有的N通道功率MOSFET都存在寄生NPN双极型晶体管，因此所有N3channel的IGBT也都存在。寄生NPN晶体管的基极是体区域，基极和发射极短接以防止晶体管开启。 但是请注意，体区域存在电阻，既体扩散电阻（body region spreading resistance），如图3所示。 P型衬底，漂移区和体区域组成了IGBT的PNP部分。该PNPN结构形成了寄生晶闸管。 如果寄生NPN晶体管开启并且NPN和PNP晶体管的增益和大于1，闭锁就发生了。 闭锁是通过优化IGBT的掺杂水平和设计不同区域的尺寸来避免的，如图1所示。
可以设定NPN和PNP晶体管的增益，使他们的总和不到1。 随着温度的升高，NPN和PNP晶体管的增益增大，体扩散电阻也增大。非常高的集电极电流可在体区域引起足够的电压降使得寄生NPN晶体管开启，芯片的局部过热使寄生晶体管的增益升高，这样他们的收益总和就超过1。如果发生这种情况，寄生晶闸管就开始进入闩锁状态，而且IGBT无法被栅极关闭，且可能由于电流过大被烧毁。这是静态闭锁。高dv/dt关闭过程加上过度的集电极电流也可以显著地提高增益和开启寄生NPN晶体管。这是动态闭锁，这实际上限制了安全工作区，因为它可能会在比静态闭锁低得多的集电极电流下发生闭锁，这取决于关断时的dv / dt。通过在允许的最大电流和安全工作区内工作，可以避免静态和动态闭锁，且不用考虑dv / dt的问题。请注意，开启和关闭情况下的dv / dt，过冲（overshoot）和震荡（ringing）可由外部闸电阻设定（以及在电路布局上的杂散电感）。
对称栅极IGBT电路分析与设计：
1. 引言
IGBT是MOSFET和双极晶体管的复合器件。它既有MOSFET易驱动的特点，又具有功率晶体管高电压、大电流等优点。正常情况下工作频率为几十kHz，多用在频率较高的应用场合，中、大功率应用占据着主导地位。IGBT和其它电力电子器件一样，实用性还依赖于电路条件和开关环境，性能可靠工作的必要条优良的驱动是保证IGBT高效、可靠工作的必要条件。在设计工作中IGBT的驱动电路是电路设计的控难点和关键。本文对IGBT的开通与关断过程、控制特性进行了分析研究，介绍了一种对称栅极控制驱动电路的设计方法。
2. IGBT栅极控制特性
IGBT模块的开关行为（导通和关断）取决于它的结构、内部电容（电荷）以及内部和外部阻抗。当需要计算IGBT驱动电路的输出功率时，关键的参数是栅极电荷，栅极电荷由等效输入电容CGC和CGE决定，如图1所示。导通过程可分为三个阶段，分别为栅极-发射极电容充电阶段、栅极-集电极电容充电阶段和栅极-发射极电容充电直到IGBT完全饱和阶段。
2.1 IGBT的开通过程
IGBT开通与关断时动态波形如图2所示。在t0时刻，触发脉冲上升沿作用于栅极，栅极电流IG对输入电容CGE充电，VGE并不能垂直上升，当VGE在t1时刻达到栅极阈值电压VGE（th），此阶段无集电极电流流过，并且VCE与VCC相等。
图2 IGBT开通关断过程的动态波形
从t1时刻开始，集电极电流Ic从0开始上升，同时也在LE上感应出一个反电势，随Ic的上升而增大，由于其方向是与VGE相反的，故此对VGE的大小和上升率呈现抵消作用，同时它又制约和减缓了Ic的增长。CGC所存在的“密勒”效应亦对VGE产生了不利的影响。
在t2时刻，Ic达到最大值，VGE开始下降，并由此使G-C等效电容CGC放电，这相当于在驱动电路中增加了一种容性电流ICGE，使驱动电路内阻抗上的压降增加，造成VGE进一步降低，其波形在t2-t3段上呈现一种上升趋势的凹形。可以看出驱动电路的内阻抗越低，容性电流ICGE对它的影响就越小。当VGE下降到接近于0（管压降）时，ICGE的影响就微不足道了。ICGE的出现，不但降低了VGE，同时也就延缓了IGBT的开通过程。
在t3时刻VGE下降到接近于0的管压降稳定值，Ic也进入稳态值阶段，此时IGBT进入饱和导通状态，抑制和阻碍VGE上升的不利因素都已消失，至故此VGE能以较快的上升率进入到最大稳定值，此IGBT的开导过程结束。
以上分析的结果表明，IGBT的LE、CGC和驱动电路的电阻都将影响IGBT的开通速度，为此应尽量选择LE、CGC小的IBGT，同时也应采用内阻小的驱动电路。
2.2 IGBT的关断过程
IGBT关断时的波形如图2所示。在t‘0时刻，触发脉冲下降沿作用于栅极，由于CGE的影响，使VGE不能垂直下降，而是以一定斜率下降，在t’0-t‘1期间，Ic、VCE维持不变。
当VGE下降到一定程度，t’1时刻后，IGBT进入线性放大工作状态，VCE开始上升，CGC的密勒效应主宰着VCE的上升率。
当在t‘2时刻VCE达到动态峰值时，Ic按一定斜率下降至0，同时CGE+CGC的放电作用消失，VGE自t’2下降至t‘3时为0值，VCE进入稳定状态，关断过程结束。为使关断可靠，关断触发脉冲为负脉冲。
以上分析的结果表明，IGBT的CGC、CGE都对关断过程起到延缓和阻碍的作用，故此要选择CGC、CGE小的IGBT，另一个方面内阻小的驱动电路，能使CGC、CGE的充放电电流增加，可以加速UGE下降和UCE上升的速率。
3. IGBT的驱动电路
3.1 IGBT的栅极驱动要求
（1）栅极电压
IGBT的栅极电容比较大，因此要提高其开关速度，就要有合适的栅极正反向偏置电压，任何情况下开通状态的栅极驱动电压都不能超过参数表给出的限定值（一般为20V），这是因为IGBT的栅极通过氧化膜和发射极实现电隔离，由于氧化膜因此栅很薄，其击穿电压一般只能达到20到30V，极击穿是IGBT最常见的失效原因之一。
最佳栅极正向偏置电压为15V±10%，这个值足够令IGBT饱和导通，使导通损耗至最小。虽然栅极电压为零就可使IGBT处于截止状态，但是为了减小关断时间，提高IGBT的耐压、dV/dt耐量和抗干扰能力，一般在使IGBT处于阻断状态时，可在栅极与源极之间加一个-5至-15V的反向电压。
（2）栅极串联电阻
栅极电阻影响IGBT的开关时间、开关损耗、反向偏置安全运行区域、短路电流安全运行区域、EMI、dv/dt、di/dt和续流二极管的反向恢复电流。栅极电阻必须按照各个应用参数仔细选择和优化，如：IGBT技术、二极管、开关频率、损耗、应用布局、电感/杂散电感、直流环节电压和驱动能力。
栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT的开通和关断过程有着较大的影响。在高频应用场合，驱动电压的上升、下降速率应尽量快一些，以提高IGBT的开关速度，降低损耗。减小栅极串联电阻，可以提高IGBT的开关速度，降低开关损耗，用户可根据实际应用的频率范围，选择合适的栅极驱动电阻。
在正常情况下IGBT的开通速度越快，损耗越小。但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通的越快，IGBT承受的峰值电流越大，越容易导致IGBT损坏。因此应该降低栅极驱动电压的上升速率，既增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值。其代价是开通过程的电流峰较大的开通损耗。利用此技术，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。
由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT开通过程影响较大，而对关断过程影响小一些，串联电阻小有利于加快关断速度，减小关断损耗。但过小会导致di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰，因此对串联电阻要根据具体设计要求全面综合考虑，如图3、4所示为在IGBT开通和关断时栅极驱动电阻对di/dt的影响曲线。
图3 IGBT开通时栅极串联电阻对di/dt的影响 图4 IGBT关断时栅极串联电阻对di/dt的影响
栅极驱动电阻对驱动脉冲的波形也有影响。电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲的前后沿会发生延迟或变缓。IGBT栅极输入电容CGE随着其额定容量的增加而增大。为了保持相同的脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。为此，栅极串联的电阻的阻值应随着IGBT电流容量的增大而减小。
栅极驱动电阻RG的取值应该以所驱动的IGBT数据表中RG值作参考，再根据IGBT的电流容量和电压额定值以及开关频率的不同综合考虑。
（3）驱动功率要求
IGBT的开关过程要损耗一定的来自驱动电源的功率，栅极正反向偏置电压之差△VGE，工作频率为f，栅极电容CGE，则电源的最小峰值电流为：
IG=±VGE/RG （1）
驱动电源的平均功耗为：
PG=CGE△VGE2f （2）
3.2 一种用于大功率IGBT的驱动电路
图5 对称栅极控制驱动电路
如图5所示，栅极驱动电压由触发脉冲通过推挽输出电路提供。当触发脉冲为高电平，V5截止，推挽输出电路基极为低电平，V3截止，V4导通，从负载抽取电流，栅极得到负压封锁电平。
当触发脉冲为低电平，V5导通，推挽输出电路基极为高电平，V3导通，V4截止，向负载灌电流，栅极得到正压导通电平。
这样一来，推挽输出电路基极为高低电平时，V3一路和V4一路交替工作，从而减轻了功耗，提高了每个管子的承受能力。又由于无论走哪一路，管子导通电阻都很小，使RC常数很小，转弯速度很快，因此推挽式输出电路既提高了电路的负载能力，又提高了开关速度。
在图5的驱动电路中，调节R1C1的时间常数，可以加快和延缓IGBT的开通时间，改变占空比，同时在半桥驱动模式中，也就改变了上下桥臂的死区时间。图6是占空比为50%的上下桥臂的栅极驱动死区时间波形图，死区时间不到4μs。图7是给C1电容增大0.1μF后上下桥臂的栅极驱动死区时间波形图，死区时间高达24μs，占空比为43%。所以根据栅极驱动的脉冲波形，合理调配R1C1时间常数，避免死区时间太大，波形失真，效率低。或者死区时间太小，容易炸管。
图6 正常的栅极驱动死区时间 图7 增大的栅极驱动死区时间
3.3 栅极驱动电阻的设计和布局
对于大功率的IGBT，由于栅级电阻RG上流过几安培的驱动电流，建议使用电阻并联的形式，如图8、9所示。如果一个栅极电阻损坏，系统可临时运行，避免损坏IGBT，也有利于增强热扩散。
在图9中，反并接的二极管V219的作用是加快其功率器件IGBT的关断速度。二极管的选取除了考虑快速性和耐压值之外，正向导通电流值一定要满足驱动回路的关断电流，否则容易损坏二极管。其中，RG（OFF）的阻值为R214、R215、R216的并联阻值。
IG（OFF）=-VGE/RG（OFF） （3）
图8 并联栅极电阻的PCB布局 图9 并联栅极电阻RG的原理图示
4. 结束语
本文对IGBT的开通和关断时的栅极控制特性进行了较详细的分析，分析和试验结果表明，合理的布线设计和驱动电路设计是保证IGBT开关电路正常和可靠工作的重要前提。