基于自激推挽式小型化二次电源的设计

　　本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。

　　1 自激推挽式直流变换器的基本原理：

　　自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。

　　2 实际工作电路的设计及主要元器件的选择

　　实际设计的电源电路如图2所示，电阻R1、Rb1、Rb2，稳压二极管Dz，开关管V1、V2和变压器的辅助绕组Nb1、Nb2构成了启动电路;整流二极管VD1、VD2、VD3、VD4和电容C1、C2构成了整流滤波电路;RL1、RL2为负载。各参数的选择介绍如下：

　　2.1 输入电感L的选择

　　在Royer变压器的初级绕组中间抽头上串联一个电感就构成了电流反馈型电路。串联电感后当铁心饱和时，开关管上出现一个幅值很大的电流尖峰，电流变化率di/dt很大，但由于电感电流不能突变，变压器中心抽头处的电压将下降到地电位，因此可以消除开关管导通和关断时出现的电流尖峰。实验中从场效应管D端观察到的波形如图3.1、3.2所示。

　　通过实验可以看到：串入电感时晶体管的电流尖峰问题得到了很好地解决，降低开关管的损耗，效率得到了极大地提高，在没有电感时效率大约仅有50%，而输入端串入470uH电感后效率可以达到80%以上。