MOSFET代替晶体管 - 基于自激推挽式小型化二次电源的设计

　　磁通不平衡是自激推挽式电路存在的一大缺点，主要是因为一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，是磁芯略偏离平衡点而趋向饱和。饱和区的磁芯不能承受典雅，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。在推挽拓扑中使用MOSFET管，可以大大减少变压器的磁通不平衡问题。首先，MOSFET管没有存储时间，在交替的半周期内，对于相等的栅极导通次数，漏极电压导通次数总是相等。因此在交替的半周期中施加到变压器上的伏秒数相等。第二，对于MOSFET管，Rds(on)的正温度系数形成的负反馈阻止了磁通不平衡问题的产生。如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就会沿着磁化曲线向上移动，从而产生了磁化电流。因此半周期内的总电流比另一个半周期内的总电流要大。但MOSFET管在更大的尖峰电流作用下，发热会增加，它的Rds(on)增大，导通压降也随之增大。如果一个初级半绕组承受较大的电流，则其开关管管温就会高一些，导通压降增加，使绕组上的电压下降，降低这一边的伏秒数，磁芯又向磁化曲线的中心复位，恢复平衡。若在功率低于100W，且磁芯加气隙的情况下使用MOSFET功率开关管，则一定不会出现磁通不平衡现象。为了增加电路的对称性，设计时最好选择双MOSFET的芯片。

　　2.3 变压器的设计

　　变压器的设计是开关电源设计的重点和难点。为满足开关电源提高效率、减小尺寸和重量的要求，需要一种高磁通密度、高频低损耗的变压器磁芯。本设计中选用TDK公司PC44材料的磁芯。按照输出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高频变压器的余量6%，则输出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根据绕线的要求，选择了EPC13的磁芯，该磁芯的有效截面积Ae=12.5mm2。

　　2.3.1 变压器线圈匝数的计算

　　初级绕组匝数可以由下式决定(假设Np1=Np2=Np)：

　　式中，U为施加在绕阻上的电压幅值U=15(V)，Np为绕组匝数;Ae为磁芯面积0.125(cm2);考虑到磁通饱和因素的影响，工作磁通密度B只取饱和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs;f工作频率可由MOSFET的开启时间和关断时间求出，本文设计的开关电源的频率为95kHz，根据以上参数可以计算出原线圈匝数：

　　Np1=Np2=16(匝)

　　辅助绕组Nb1、Nb2的计算：

　　计算功率开关变压器两个辅助绕组匝数时，应该考虑在输入电压最低时，输出应大于MOSFET的开启电压;同时还要能够保证在输入直流电源电压最高时，MOSFET的漏极峰值电流和电压不能超过它的最大额定输出电流和所能承受的最高漏一源击穿电压。为了减小两个MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影响，必须分别再串联一个补偿电阻Rb1和Rb2。为保证电路的对称性Nb1=Nb2，这样一来，功率开关变压器基极绕组的匝数Nb1和Nb2可表示为：

　　式中Ub1为栅极绕组上的感应电动势，约等于启动点的电压，Dz取3V的稳压二极管，可以计算出：

　　Nb1=Nb2≈5(匝)

　　次级匝数Ns1和Ns2可由下式确定：

　　Vo为输出电压，Vmin为最小输入电压取14V，VD为整流二极管的导通压降，取VD=1V，代入上式可得输出为±10V时

　　Ns1=Ns2≈13 (匝)

　　经公式计算出的变压器匝数只能作为参考值，必须经过反复实践变压器匝数才能确定，经过反复实验，本设计的电源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)时，电源效率较高，因此变压器绕制时原线圈40匝中心抽头，辅助绕组14匝中心抽头，次级线圈32匝中心抽头。

　　2.4 输出整流滤波电路

　　本设计选用了全波整流电路，全波整流变压器输出功率的利用率为100%，输出直流电压中的纹波较低。选择输出整流二极管时不仅要考虑耐压值要合适，还要满足开关特性好、反向恢复时间短的快恢复二极管;电容的选取不仅参考其电容值，还要考虑其耐压值要高。

　　3 电源工作状态测试结果及结论

　　对所研制的电源进行了测试，两开关管G和D端的波形分别如图4.1和4.2所示。

　　自激推挽式二次电源完全靠Royer电路工作，自振荡频率会自动调节到最佳效率，可以避免磁芯的深度饱和，减少EMI辐射，电源效率可达到80%以上。而且通过合理选择功率开关和整流二极管，电路总的输出阻抗就可以足够小，在输入电压稳定的条件下，输出就足够稳定，而没有必要再进一步稳压。因此电路结构简单，电子元器件较少，是电源电路小型化的首选方案。

　　该电源已获得了应用，在实际工作中，性能稳定，可靠性高，抗干扰能力强。