多路输出单端反激式开关电源设计(2)

　　输出环节设计

　　以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V／3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作“磁珠”的3.3μH穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。

　　对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。

　　反馈环节设计

　　反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。其中U2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8为TL431的频率补偿电容，可以提高TL43l的瞬态频率响应。C7为软启动电容，取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。

　　U3为PC817型线性光耦合器，其电流传输比（CTR）范围为80％～160％，，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V输出，为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。

　　C3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47μF时，自动重启频率为1.2Hz，即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。

　　R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IF→IC→D→UO，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。

　　下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归纳为：

　　UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最终使UO不变。

　　其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。

　　变压器设计

　　变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。

　　磁芯及骨架的确定

　　由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2，有效磁路长度1=3.96cm，磁芯等效电感AL=2.4μH／匝2，骨架宽度b=8.43mm。

　　确定最大占空比Dmax

　　根据公式：

　　其中，UOR=135V，直流输入最小电压值UImin=90V，MOSFET的漏-源导通电压UDS（ON）=10V，代入上式得：Dmax=64.3％，接近典型值67％。Dmax随着输入电压的升高而减小。

　　计算初级线圈中的电流

　　输入电流的平均值IAVG为：

　　初级峰值电流IP为：

　　其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。将Dmax=64.3％代入得，IP=0.518A。

　　确定初级绕组电感LP

　　其中，损耗分配系数Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP≈1265μH。