简易12v高频加热电路图大全（IR2llO/变频电源/压敏电阻高频加热电路图详解）

简易12v高频加热电路图（一）

在本次所分享的高频感应加热电源驱动电路设计方案中，我们使用芯片IR2llO用于该种驱动半桥串联谐振逆变器的电路设计，如下图图1所示。从图1中我们可以看到，在该电路系统中，VD是自举二极管，采用恢复时间几十纳秒、耐压在500V以上的超快恢复二极管10Ia16。CH是自举电容，采用0.1μF的陶瓷圆片电容。CL是旁路电容，采用一个0.1μF的陶瓷圆片电容和1μF的钽电容并联DD、VCC分别是输入级逻辑电源和低端输出级电源，它们使用同一个+12V电源，而VB是高端输出级电源，它与VCC使用同一电源并通过自举技术来产生。在这里由于考虑到了在功率MOSFET漏极产生的浪涌电压会通过漏栅极之间的米勒电容耦合到栅极上击穿栅极氧化层，所以在T1、T2的栅源之问接上12V稳压管D1、D2以限制栅源电压，以此来保护功率M0SFET。

简易12v高频加热电路图（二）

负偏压与功率扩展电路

在了解了这种高频感应加热电源的半桥串联谐振逆变器设计图之后，接下来我们来看一下如何完成负偏压与功率扩展电路的设计工作。下图中，图2给出了具体的负偏压与功率扩展电路。虚线右边为功率扩展电路，采用两对P沟道和N沟道MOSFETQ1、Q3和Q2、Q4，组成推挽式输出结构。这是一个高输入阻抗的功率缓冲器，可以产生8A峰值输出电流，并且静态电流是可以忽略的。

在这一负偏压与功率扩展电路设计的运行过程中，当输入信号为高电平时，Q2的栅极也为高电平，从而Q2导通，这就使得Q3的栅极变为低电平，这样Q3就导通，则输出也为高电平;当输入信号为低电平时，Q1导通，这就使得Q4的栅极变为高电平，这样Q4就导通，则输出也为低电平。其中，Q1、Q2对Q3、Q4来说是一个低电流的驱动器，Q3、Q4是输出晶体管，它们的大小可以依据输出峰值电流的需要来进行选择。当输入信号改变状态时，R1限制在几纳秒时问内两晶体管同时导通时通过Q1、Q2的电流。当输入转变到一个新的状态时，驱动器晶体管迅速释放掉栅极的电荷，强制输出晶体管关断。与此同时，另一输出晶体管的栅极迅速被R1充电，由R1和输出晶体管的输入电容所构成的RC时间常数将会使导通延迟。

在上图图2中，我们可以看到，该系统的虚线左边设计是负偏压电路。在这一负偏压电路系统中，D1、C1和R2对Q2来说是一个电平转换器，C1、C3、D2和D3把输入信号转换成负的直流电压，从而形成负压偏置。下图图3给出了此电路具体的实验结果。其中，通道1是IR2110输出的驱动信号波形，通道2是该驱动信号经过负偏压与功率扩展电路后的输出波形。

简易12v高频加热电路图（三）

驱动信号占空比调节电路

在本文所设计的高频感应加热电源驱动电路系统中，这种基于IR2110芯片所设计的半桥串联谐振逆变器，主要采用M0SFET作为主开关器件，功率器件MOSFET在电路中的设计见图1中的T1、T2。在这种半桥串联谐振逆变器的控制电路中，我们主要采用锁相环电路来实现频率跟踪，但是，在这种电路系统中，锁相环MM74HC4046输出信号的占空比为50%，若将其直接加到IR2110输入端的话，那么输出驱动信号的占空比也是50%，将其加到主开关器件T2、T2的门极之后，驱动信号将会受到线路杂散电感、寄生电容以及该MOSFET输入阻抗、内部寄生电容等的影响，使得占空比超过50%，从而无法设置正确的死区，不能满足半桥串联谐振逆变器的正常驱动要求。

想要解决该电路系统中的占空比问题，我们可以使用一个相对而言比较简单的方法，那就是在驱动电路的前级加占空比调节（死区形成）电路。将加到IR2110输入端的驱动控制信号的的占空比变得小于50%，使得加到T1、T2门极驱动信号的占空比可灵活调节至略低于50%，从而可以产生满足实际应用需要的死区。具体的电路如下图图4所示。

通过图4所展示的占空比调节电路图中我们可以看到，在添加了调节电路后，这种高频感应加热电源的电路系统中，频率跟踪电路输出的占空比为50%的方波信号经两级74HC14整形后，分别送人上升沿触发的JK触发器74HC109和由RC组成的死区调节电路，两者的输出分别相与，就可以得到如图4所示的两组驱动控制信号，将它们分别送入IR2110的高、低输入端，就可以得到满足实际使用要求的驱动信号翻。

下图中，图5所显示的是经过这种占空比电路调节后的IR2110高、低端驱动信号。在具体的应用过程中，工程师可以根据实际占空比的需要，通过调节电位器而得到不同的死区信号，因而也就可以得到不同占空比的驱动信号，也就是可以得到不同死区的驱动信号。经过测试，此电路可以工作在50kHz~5MHz频率范围内，占空比可以在25%一50%之间调节，它可以满足绝大多数应用场合。